Read EP_AGacsadi_2009.pdf text version

Gacsádi Alexandru

Electronic de Putere

Note de curs pentru uzul studenilor

Universitatea din Oradea 2009

2

Cuprins

1. Introducere.....................................................................................................................................5 1.1. Circuite electronice..................................................................................................................5 1.2. Obiectivele electronicii industriale ...........................................................................................6 1.3. Analiza circuitelor electrice de putere .....................................................................................7 2. Dispozitive electronice de putere care lucreaz in comutaie .................................................9 2.1. Comutatoare electronice .........................................................................................................9 2.2. Clasificarea dispozitivelor electronice de putere care lucreaz în comutaie .......................11 2.3. DEPC utilizate în echipamentele electronice de putere - Regim staionar ...........................12 2.4. DEPC utilizate în echipamentele de putere - Regim dinamic ...............................................20 3. Redresoare...................................................................................................................................26 3.1. Redresor monofazat monoalternan comandat...................................................................26 3.1.1. Redresor monofazat monoalternan cu sarcin pur rezistiv...................................26 3.1.2. Redresor monofazat cu sarcin mixt R-L-E .............................................................27 3.2. Redresorul trifazat necomandat ideal ...................................................................................28 3.3. Influena reactanelor i rezistenelor de pe partea de curent alternativ asupra redresorului trifazat necomandat..............................................................................32 3.4. Conexiuni cu bobina interfaz...............................................................................................35 3.5. Redresoare trifazate comandate...........................................................................................36 3.6. Redresor trifazat cu diod de nul ..........................................................................................40 3.7. Redresor trifazat în punte semicomandat cu sarcin pur rezistiv .......................................41 4. Convertoare de curent alternativ...............................................................................................43 4.1. Variator de curent alternativ ..................................................................................................43 4.1.1. Variator de curent alternativ cu sarcin rezistiv ..........................................................43 4.1.2. Variator de curent alternativ cu sarcin rezitiv-inductiv ..............................................45 4.2. Modificarea frecvenei tensiunii alternative ...........................................................................46 4.2.1. Divizarea frecvenei tensiunii alternative ......................................................................46 4.2.2. Multiplicatoare de frecven ..........................................................................................47 5. Comanda circuitelor electronice de putere ..............................................................................49 5.1. Blocul de comand a circuitelor de putere............................................................................49 5.2. Circuit pentru comanda în faz a tiristoarelor i triacelor......................................................49 5.3. Circuite de interfa între circuitul de comand i circuitul de for ......................................52 6. Convertoare de curent continuu - curent continuu .................................................................56 6.1. Stabilizatoare de tensiune continu ......................................................................................56 6.2. Stabilizatoare de tensiune continu cu element de reglare serie .........................................57 6.3. Principiul de funcionare al convertorului curent continuu - curent continuu .......................57 6.4. Comanda dispozitivelor electronice de putere în comutaie prin modulare în durat...........60 6.5. Surse de tensiune continu stabilizat care lucreaz în comutaie ......................................61

3

6.6. Convertoare de curent continuu - curent continuu................................................................63 6.6.1. Convertor de tip step-down (buck)................................................................................63 6.6.2. Convertor de tip step-up (boost) ...................................................................................66 6.6.3. Convertor de tip step-down-up (buck-boost) ................................................................70 6.6.4. Convertor curent continuu-curent continuu în punte.....................................................74 6.5. Convenia surs - generator i sarcin ­ consumator ..........................................................77 6.6. Chopper de putere cu circuit auxiliar de stingere..................................................................78 7. Invertoare .....................................................................................................................................82 7.1. Circuite de comutaie pentru invertoare cu tiristoare ............................................................82 7.2. Invertor monofazat în punte ..................................................................................................86 7.3. Invertor rezonant de tip serie ................................................................................................89 7.4. Invertoare trifazat în punte ..................................................................................................93 7.5. Filtru activ de tip serie pentru corecia factorului de putere ..................................................96 Bibliografie..................................................................................................................................99

4

1. Introducere

1.1. Circuite electronice Ce reprezint circuitele electronice? Sistemul este considerat ca un model fizic realizabil al unui ansamblu de obiecte naturale sau create artificial în care unele mrimi reprezint cauza ( mrime de intrare - i) iar altele efectul (mrime de ieire - e). În cazul circuitelor electronice mai intervin perturbaiile (p) i condiionrile (c), precum i alimentarea cu energie (surs de alimentare), figura 1.1.

Alimentare intrare - cauza i p c CE? ieire - efect e

Figura 1.1. Exemple de circuite electronice: amplificator, stabilizator de tensiune, CAN (CAD), CNA (CDA), redresor, convertor de cc-cc, etc. Circuitelor electronice se pot caracteriza din punct de vedere funcional i din punct de vedere constructiv sau tehnologic. În cazul proiectrii unui circuit electronic, trebuie s se in cont simultan de parametri pe care îi intim dar i de tehnologia disponibil. Din punct de vedere funcional, circuitele electronice se caracterizeaz prin funcia de transfer ce reprezint legtura existent între mrimea de ieire i mrimea de intrare. Funcia de transfer se poate defini: analitic: e=f(i,c,p...); Pentru a defini funcia de transfer pe cale analitic circuitul electronic (elementele circuitului) trebuie s fie reprezentat printr-un model adecvat. grafic calitativ sau cantitativ, construit pe cale experimental, (Ex. figura 1.2).

e e 4 3 2 1 0 1 2 i [mA] [V]

i

a)

b)

Figura 1.2.

5

În general, circuitele electronice sunt caracterizate prin mrimi de genul tensiune i curent. Dup caracterul lor, tensiunea i curentul pot fi mrimi purttoare de energie sau mrimi purttoare de informaie. În cazul tensiunii, ca i mrime purttoare de energie, parametrii care caracterizeaz tensiunea nu se modific în timp. În cazul tensiunii interpretat ca semnal electric parametrii tensiunii se modific, iar informaia este transpus tocmai în aceti parametri. 1.2. Obiectivele electronicii industriale De ce este necesar Electronica de Putere? Electronica industrial include dou pri eseniale: electronica de putere ca sistem de conversie a energiei transform energia dintr-o form în alta cu posibilitatea de reglare a parametrilor (tensiune, curent, randament); Electronica de putere este acea parte a electronicii industriale care trateaz tensiunea i curentul ca i mrimi purttoare de energie; electronica de comand i reglaj se ocup în principal cu prelucrarea semnalelor necesare echipamentelor; Electronica de comand este acea parte a electronicii industriale care trateaz tensiunea i curentul ca i semnale electronice, purttoare de informaie. Legtura dintre aceste dou domenii este ilustrat prin dou scheme, un sistem de reglare automat clasic convenional (SRA, figura 1.3) i un sistem de conducere care utilizeaz calculator de proces (figura 1.4).

y ref

a Ec y reactie R

uc EE T

U reea x Proces Fizic

R- regulator T- traductor

Ec- element de comparare EE - element de execuie!

Figura 1.3.

y ref

P IE II

uc EE

U reea x Proces Fizic

IE- interfa de intrare IE- interfa de ieire P - procesor EE - element de execuie!

Figura 1.4. 6

1.3. Analiza circuitelor electrice de putere La analiza circuitelor electrice de putere se va avea în vedere - schema electric; - modul de funcionare; - formele de und; - calculul, identificarea expresiile matematice (valoarea medie, valoarea efectiv, etc.). Pentru exemplificare, în figura 1.5 este prezentat tensiunea alternativ sinusoidal (tensiunea de reea monofazat). Pentru acest semnal particular se va calcula valoarea medie i valoarea efectiv.

u

UM

t T

Figura 1.5.

0

u ( t ) U M sin(t )

(1.1)

Pentru semnalul din figura 1.5, 0 Valoarea medie se definete:

U med

1 u ( t )dt ; T0

T

(1.2)

unde T [s] respectiv f [s-1] sau [Hz] reprezint perioada i frecvena semnalului (tensiunii) u:

f

1 T

2 sau T

(1.3)

[rad/s] reprezint pulsaia:

(1.4) (1.5)

2f ;

Prin schimbarea de variabil:

t t , d(t ) dt rezult:

dt 1 d ( t )

(1.6) (1.7)

Limitele de integrare devin: pentru t=0 rezult t 0 , pentru t=T rezult t 2 . Pe baza relaiilor (1.2) i (1.4) rezult valoarea medie sub forma:

7

U med

1 1 U sin t d(t ) , adic 2 M 0

2

2

(1.8)

U med

1 U M sin td (t ) 2 0

UM U 2 ( cos t ) 0 M (1) (1) 0 2 2

(1.9) (1.10)

U med

Valoarea efectiv se definete cu relaia:

U ef 1 2 u ( t )dt , adic T 0

T T

(1.11)

U ef

1 2 U M sin(t ) dt T0

(1.12)

Prin schimbarea de variabil i t t , pe baza relaiilor (1.6) i (1.7) rezult:

U ef 1 2

2 0

UM sin

2

2

(t ) dt

(1.13)

U ef

1 2 1 cos 2t UM 2 dt 2 0

2 2 2

2

(1.14)

U ef

1 cos 2t UM dt dt 2 0 2 2 0

(1.15)

U ef

1 1 UM (2 0) (sin 2) (sin 0) 2 2 4

UM sau 2

2

Valoarea efectiv rezult: U ef (1.16) (1.17)

U M 2 U ef

8

2. Dispozitive electronice de putere care lucreaz in comutaie

2.1. Comutatoare electronice Un comutator electronic ideal (figura 2.1) are rezistena infinit în stare deschis (Roff) i rezisten nul în starea închis (Ron). Durata tranziiei din starea deschis în starea închis i invers este nul, rezultând c frecvena de comutare dintr-o stare în alta poate fi oricât de mare. Puterea disipat pe comutatorul electronic ideal este nul, atât în starea deschis cât i în starea închis, dup cum, de asemenea, puterea mrimii de comand (uc-d), tinde spre zero (figura 2.2).

Figura 2.1.

u

CE ideal

toff TC

ton t

Figura 2.2. CE ideal: Starea on - trece curent i; Ron =0 (rezistena echivalent a comutatorului în starea închis) u=0 Starea off ­ nu trece curentul i=0; Roff= (rezistena echivalent a comutatorului în starea deschis) u ton - timpul în care se afl în starea on toff - timpul în care se afl in stare off 9 (2.1)

Tc ­ perioada de comutaie ton-off= 0; timpul de trecere din starea on în off toff-on= 0; timpul de trecere din starea off în on Tc0 => fc=1/Tc (ideal) Puterea disipat pe comutatorul electronic: (Pd=u*i) Indiferent de starea în care se afl puterea disipat pe comutatorul electronic ideal: Pd= 0, pentru c Starea on: i; u=0 Starea off: i=0; u= Puterea necesar comenzii: Pc-d= 0; (uc-d= 0) Caracteristicile unui comutator electronic real difer de caracteristicile menionate mai sus, cel mult pot fi apropiate de aceasta (figura 2.3). Mai mult decât atât, un comutator electronic real prezint i o capacitate parazit (Cd), între intrare i ieire, i care îi face simit efectul în cazul strii deschise.

i CE real ton toff-on toff ton-off

Figura 2.3. CE real: ton-off0; timpul de trecere din starea on în off toff-on0; timpul de trecere din starea off în on Starea on: i=finit u0 (u0) ron 0 (ron0) Starea off: u=finit i0 (i0) roff =finit (roff) Tc =finit (Tc0) => fc =finit (real) (fc=1/Tc) Puterea necesar comenzii Pc-d 0; (uc-d 0 10 => Pd0 =>Pd0 (2.2)

t

2.2. Clasificarea dispozitivelor electronice de putere care lucreaz în comutaie În cele ce urmeaz, prin dispozitive electronice de putere care lucreaz în comutaie (DEPC) se vor înelege acele dispozitive electronice care servesc pentru comutaia static a circuitelor electrice de for. DEPC se pot clasifica dup urmtoarele criterii: a) Clasificare în funcie de posibilitile de comand a strilor de conducie: b) c) cu comutaie necontrolabil impus de funcionarea circuitului principal; cu deschidere controlabil, blocarea fiind determinat de circuitul principal; complet controlabil. încapsulare individual; module de dispozitive electrice pentru comutaie static de putere; capsul metalic (izolat reprezentând unul din terminale); capsul ceramic; capsul de plastic.

Din punct de vedere al variantei de încapsulare dispozitivele electronice de putere pot fi:

Din punct de vedere al materialului capsulei.

Cataloagele firmelor productoare de dispozitive electronice de putere care lucreaz în comutaie (DEPC) specific pentru fiecare tip în parte urmtoarele categorii de caracteristici tehnice: 1) caracteristici electrice, cu precizarea valorilor limit absolute (acele valori care sunt limitate strict i în consecin nu trebuiesc depite nici chiar pentru un timp scurt), a mrimilor aferente funcionrii în stare deschis sau blocat, în regimuri staionare sau dinamice i a parametrilor circuitului de comand; 2) caracteristici termice cu privire la disiprile pe DEPC a posibilitilor de evaluare a cldurii prin intermediul capsulei, calcului în acest sens (dac este cazul) a elementelor suplimentare de rcire i a temperaturii mediului de funcionare sau de stocare; 3) tipul constructiv al capsulei i terminalului care (dac este cazul) este conectat la capsul; 4) caracteristici mecanice cu precizri asupra fixrii capsulei, a limitelor mecanice de solicitare a acestora.

11

2.3. DEPC utilizate în echipamentele electronice de putere - Regim staionar Dioda (figura 2.4)

iA

iA blocat conduce uAC

VRRM

I

VF(I)

uAC

ideal

a) b)

Figura 2.4.

real

c)

Dispozitivul funcioneaz în cadranul I, în starea deschis (conducie direct) i în cadranul III în stare blocat. Principalele caracteristici sunt: Valori limit absolute: a) Tensiunea invers de vârf repetitiv VRRM ; b) Curentul direct repetitiv maxim; c) Curentul direct de suprasarcin accidental repetitiv suportat de dispozitiv un timp limitat dat în conducii precizate de temperatur; d) Curentul direct efectiv maxim; e) Curentul direct mediu maxim; f) Puterea disipat maxim. Valori de regim static: a) Cderea maxim de tensiune pe dioda în conducie direct, funcie de curentul direct i de temperatur; b) Curentul invers maxim, funcie de temperatur. Diodele se construiesc la valori ale tensiunilor inverse VRRM de pân la ordinul kV, suportând cureni în sens direct pân la ordinul kA. Tiristorul (figura 2.5) În cadranul I tiristorul poate funciona în regim blocat sau deschis, acesta din urm când se asigur un curent pozitiv pe gril în raport cu catodul, sau când se depete o anumit valoare a tensiunii aplicate, în sens direct între anod i catod. Odat deschis (amorsat), dispozitivul nu mai are nevoie de meninerea comenzii pe gril. Blocarea (stingerea) tiristorului nu este posibil prin

12

semnal de comand aplicat pe gril, ea fiind dictat numai de circuitul principal, la trecerea prin zero a curentului. În cadranul III tiristorul funcioneaz similar cu o diod.

iA deschis blocat iG>0 blocat uAC

ideal

a)

Im iA

b)

iG2>iG1 iG1

VRRM

IH VH real

iG=0 VDRM uAC

c)

Figura 2.5. Principalele caracteristici electrice ale tiristorului sunt: Valori absolute limit: a) Tensiunea direct de vârf repetitiv în stare de blocare VDRM ; b) Tensiunea invers de vârf repetitiv VRRM ; c) Curentul direct repetitiv maxim în stare de conducie; d) Curentul de suprasarcin accidental, suportabil de dispozitiv un timp limitat dat în condiii precizate de temperatur; e) Curentul direct efectiv maxim; f) Curentul efectiv mediu maxim; g) Viteza critic de cretere a curentului de conducie

di ; dt

13

h) Viteza critic de cretere a tensiunii de blocare i) Puterea maxim disipat pe poart. Valori de regim static:

dv ; dt

a) Cderea maxim de tensiune în starea de conducie, funcie de curentul direct i de temperatur; b) Curentul direct în stare blocat, funcie de temperatur; c) Curentul invers funcie de temperatur; d) Curentul maxim de meninere I H cu gril în gol; e) Curentul maxim de gril pentru amorsarea, funcie de parametrii circuitului i de temperatur f) Tensiunea maxim de gril pentru amorsarea, funcie de parametrii circuitului i de temperatur. Din punctul de vedere al tensiunilor i curenilor la care pot funciona, tiristoarele sunt similare diodelor. Triacul (figura 2.6) Triacul este echivalent cu dou tiristoare conectate în antiparalel conducând în ambele sensuri.

iA blocat iG0 deschis deschis iG0 blocat ideal uAC

a)

b)

iA

iG0

iG=0

uAC iG=0 iG0

c)

Figura 2.6. 14

real

Spre deosebire de tiristor, triacul prezint o caracteristic de funcionare în cadranul I, deschiderea sa putând fi comandat atât cu curent pozitiv cât i cu curent negativ injectat în circuitul de comand. Caracteristicile electrice sunt similare tiristoarelor cu diferena c la mrimile aferente circuitului de comand cataloagele furnizeaz atât mrimi pozitive cât i negative. Triacele se realizeaz în gama de medie putere valorile aferente tensiunilor i curenilor la care pot lucra fiind inferioare celor specificate la tiristoare. Tiristorul cu stingere pe gril GTO (Gate Turn off Thirystor) (figura 2.7)

iA deschis blocat ideal

iG>0 iG<0

blocat

uAC

a)

iA

b)

iG<0

VRRM

iG>0

VDRM real

uAC

c)

Figura 2.7. Terminalele tiristorului cu stingere pe gril sunt identice cu cele ale tiristorului unele variante constructive putând prezenta dou grile de comand destinate deschiderii, respectiv blocrii dispozitivului. Comanda deschiderii GTO-ului se realizeaz asemenea triacului prin injectarea unui curent pozitiv pe gril, blocarea rezultând în urma aplicrii pe terminalul de comand a unui curent negativ, acesta din urm de valori relativ mari decât primul. Acest aspect a fost înlturat la variantele constructive mai noi la care în circuitul de comand s-a integrat un circuit MOS. Caracteristicile electrice sunt similare tiristoarelor aprând în plus cerinele de curent ale circuitului de comand necesare blocrii dispozitivului. Din punct de vedere al posibilitilor de utilizare GTO-ului sunt similare tiristoarelor referindu-se la curenii i tensiunile pe care la

15

suport, lrgind îns mai mult gama de aplicare a acestora prin facilitile superioare de comand. Tranzistorul bipolar (figura 2.8)

iC deschis blocat iB>0 blocat uAC CE

ideal

a)

iC I strpungere secundar strpungere primar

b)

iB3> iB2 iB2> iB1 iB1>0 iB=0

VCE(SAT)

real

VCE

uCE

c)

Figura 2.8. Curentul principal prin transistor circul între C i E, iar IB reprezint curentul de comand. Funcionarea tranzistorului bipolar nu este posibil decât în cadranul I, tranzistorul neputând prelua tensiuni inverse între colector i emitor. Spre deosebire de tiristor, tranzistorul permite comandarea funcionrii sale i în regim continuu în timpul modificrii strii de conducie. Caracteristici electrice principale: Valori limit absolute: a) Tensiunea colector VCE , în condiii specificate pentru circuitul de comand; b) Tensiune colector-baz VCB , în condiii specificate pentru circuitul de comand; c) Curentul de colector I C ; d) Curentul de colector de vârf I C M ; e) Tensiunea emitor-baz; f) Curentul de baz; 16

g) Putere total disipat Ptot ; Valori de regim static: a) Curentul rezidual colector-emitor în condiii specificate pentru circuitul de comand; b) Curentul rezidual emitor-baz la I C 0 i pentru o valoare VBE ; c) Tensiune de saturaie colector-emitor; d) Tensiunea de saturaie baz-emitor VBE sat pentru valori date ale mrimilor I C i I B ; e) Factorul de umplere în curent continuu h FE pentru I C i VCE precizate. Tranzistoarele bipolare sunt destinate utilizrii la tensiuni de pân la 1,5kV i cureni de sute de amperi. Factorul de amplificare în curent continuu, la tranzistoare de putere variaz între 5 i 10, iar tensiunile de saturaie între 1 i 2V. Pentru obinerea unor amplificri mai mari se utilizeaz conexiunea de tip Darlington. Tranzistorul MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) Terminalele tranzistorului MOSFET sunt: drena D. Sursa S, destinate circuitului principal i gril G la care în raport de surs se aplic tensiunea de comand (figura 2.9). Constructiv MOFSET-ul se prezint în dou variante cu canal N i cu canal P, funcie de sensurile curenilor i tensiunilor care se aplic pe dispozitiv. Funcionarea MOFSET-lui este posibil numai în cadranul I în mod asemntor cu tranzistorul bipolar.

iD deschis blocat uGS>0 blocat uAC DS

ideal

a)

iD

ohmic activ

b)

uGS4>uGS3 uGS3>uGS2 uGS2>uGS1 uGS1 VDSS uDS

real

c)

Figura 2.9. 17

Caracteristici electrice principale ale tranzistorului MOSFET sunt: Valori de regim static: a) Tensiune dren-surs VDSS cu grila scurtcircuitat la surs; b) Curentul de dren I D cu valorile de vârf; c) Tensiunea gril surs; d) Puterea maxim disipat. Valori de regim static: a) Curentul de dren I DSS cu gril scurtcircuitat la surs; b) Tensiunea dren-surs în starea de conducie funcie de I D i de VGS ; c) Rezistena dren surs în starea de conducie rDS( ON ) . Din punct de vedere al caracteristicilor statice MOFSET-ul se remarc printr-o impedan ridicat a circuitului su de comand cu implicaii în scderea sensibil a puterii necesare activrii sale, în raport cu celelalte dispozitive precizate. Tensiunile la care se construiesc tranzistoarele MOFSET depesc 1kV pentru curenii de dren relativ mici, respectiv curenii pot depii 100A în condiiile unor tensiuni relativ mici. Având un coeficient pozitiv de variaie cu temperatur a mrimii rDS , tranzistoarele MOFSET pot fi uor cuplate în paralel în vederea comutrii unor cureni de valori mai mari. Tranzistorul IGBT (Insulate Gate Bipolar Transistor) Terminalele tranzistorului IGBT sunt: colectorul C, emitorul E, destinate circuitului principal i grila G, pe care în raport cu emitorul se aplic tensiunea de comand (figura 2.10). Îmbinând avantajele tranzistorului bipolar (cdere relativ mic de tensiune la saturaie între colector i emitor) i cele ale MOFSET-ului (din punct de vedere al impedanei circuitului de comand) IGBT-ul este complet controlabil. Caracteristicile electrice sunt aceleai cu cele ale tranzistorului bipolar când se fac referiri la tensiuni i cureni din circuitul principal, respectiv cele ale MOFSET-ului pentru circuitul de comand. IGBT-urile se folosesc la tensiuni de peste 1kV i cureni de sute de amperi.

18

G

uGE

C

uCE

iC deschis blocat ideal iB>0 blocat b) uAC CE

E

a)

iC I uGE5>uGE4 uGE4>uGE3 uGE3>uGE2 uGE2>uGE1 uGE1 UCE(Sat)

real

uCES uCE

c)

Figura 2.10.

19

2.4. DEPC utilizate în echipamentele de putere - Regim dinamic Regimurile dinamice ale dispozitivelor electronice de putere care lucreaz in comutaie (DEPC) se definesc în cataloagele firmelor productoare în condiii de funcionare specificate, având în vedere faptul c tensiunea i curentul variaz în timp nu numai funcie de starea dispozitivului ci i în strâns legtur cu caracterul circuitului principal. Dioda (figura 2.11) Comutaia diodei se analizeaz pentru o anumit dinamic

di a curentului, având în dt

vedere faptul c aceasta se utilizeaz în special în circuite cu caracter inductiv. Deschiderea diodei reprezint un fenomen relativ scurt, circuitul direct instalându-se dup o prealabil polarizare direct a dispozitivului de tensiune din circuit, pe durata timpului de deschidere t fr blocarea este îns un fenomen mai complex al crui variaie în timp nu mai poate fi neglijat.

iA

di F dt

di R dt

IF

trr

t

Irr

Qrr vAC vFP

t

tIrr

vR

vR

tfr

vrr

Figura 2.11. Se remarc evoluia curentului spre valori negative culminând cu I rr i apoi revenirea la zero, odat cu eliminarea sarcinii stocate Q rr . Se definesc pentru acest proces dou intervale de

20

timp semnificative, dependente atât de valoarea curentului direct I F cât i de panta de descretere a acestuia

di R : dt

- timpul în care se atinge I rr , t Irr ; - timpul de comutaie invers t rr . Din punct de vedere al timpilor de comutaie diodele se clasific în: - diode redresoare, cu timpi de comutaie relativ mari destinate funcionrii la frecven reelei; - diode rapide (de comutaie) cu timpi de ordinul fraciilor de microsecund, destinate aplicaiilor de frecven ridicate. Tiristorul (figura 2.12) Comutaia tiristorului este analizat în mod similar cu cea a diodei pentru un circuit principal cu caracter inductiv.

iG

IGT td Ir IH

iA

t tgt

diR dt

iD

diT dt

IF

trr

IR

t

vAC vD

0,9

Irr ts ts

Qrr trec tq t

0,1

vT

tr

vrr

Figura 2.12. Deschiderea este posibil atunci când circuitul principal ofer condiiile polarizrii directe a dispozitivului i se aplic un semnal pozitiv pe grila acestuia. Intervalele de timp semnificative ale acestui proces sunt: 21

- timp de întârziere la deschidere t d ; - timp de cretere a curentului t r ; - timpul de stabilire t s . De obicei etapele deschiderii definesc procentual din variaia tensiunii directe, adic t d corespunde la scdere de 10%, iar t r la scderea de 90% din valoarea iniial. Variaia curentului direct nu este atât de caracteristic procesului de amorsare deoarece depinde de caracterul circuitului de sarcin. Durata impulsului de comand trebuie s depeasc timpul de aprindere t gt t dt t r al tiristorului. Blocarea tiristorului de comand se realizeaz prin intermediul circuitului principal la scderea curentului sub valoarea I H . În circuite de curent continuu fenomenul este mai dificil de realizat, blocarea realizându-se dup urmtoarele metode: - întreruperea circuitului; - untarea tiristorului (prelucrarea curentului acestuia); - aplicarea unei tensiuni inverse ce produce un curent în sens invers curentului tiristorului. La blocarea tiristorului se definesc dou faze: - atingere strii de blocare la polarizare invers; - atingerea strii de blocarea la polarizarea direct. Procesul de blocare se consider din momentul în care începe s scad curentul direct. Procesul se desfoar (similar diodelor) pân la eliminarea sarcinii stocate, momentul în care tiristorul poate prelua tensiunea negativ. Fenomenul continu prin scderea curentului invers pân la valoarea corespunztoare regimului static de polarizare invers, I R , la care se consider încheiat prima faz de blocare. A doua faz de blocare se termin odat cu capacitatea tiristorului de a prelucra i tensiuni pozitive. Corespunztor procesului de blocare se definesc urmtoarele intervale de timp: - timpul de comutaie t rr , care rezult din însumarea timpului de stocare , t s i timpul de recombinare t rec ; - timpul de dezamorsare t q (timpul de revenire t rev ). În funcionarea tiristoarelor în regim dinamic din motive de siguran în funcionare i de protecie se mai impun: - viteza critic de cretere a curentului de conducie - viteza critic de cretere a tensiunii de blocare 22

di ; dt

dv . dt

Din punctul de vedere al timpilor de comutaie tiristoarele se împart în dou categorii: - convenionale (normale) cu t q 80300s ; - rapide cu t q 460s . Regimul dinamic al triacului este similar cu cel al tiristorului, cu diferena c deschiderea sa poate avea loc în ambele sensuri de circulaie a curentului în principal, la o comand pe gril atât cu curent pozitiv cât i cu unul negativ. Tiristorul cu stingere pe gril GTO Se prezint comutaia tiristorului GTO într-un circuit rezistiv (figura 2.13). Fenomenul de deschidere este similar cu cel al tiristoarelor normale, atât din punct de vedere al semnalului aplicat pe gril, cât i al timpilor de comutaie.

iG

ts IGT td

tf

t

vAC

iA

0,9

vAC

iA

IF tt

0,1

vT

tr

t

Figura 2.13. Blocarea este un proces comandabil, ea desfurându-se în urmtoarele faze: - timpul de stocare t s care caracterizeaz ineria tiristoarelor GTO în rspunsul lor la semnal negativ de comand, pân la scderea curentului anodic la 90% din valoarea iniial (în momentul semnalului de blocare); - timpul de scdere t f definit ca intervalul de timp în decursul cruia curentul anodic scade la 10% din valoarea iniial; - timpul de restabilire/revenire t t necesar scderii curentului anodic la 2% din valoarea iniial. Timpul de blocare t gq este definit ca suma timpilor t s i t f . Pentru o stingere sigur durata impulsului pe poart trebuie s depeasc suma t s t f t t . Timpul de blocare al tiristorului GTO este de ordinul microsecundelor sau zecilor de microsecunde funcie de curentul din principal i de forma de variaie a semnalului de comand. 23

Tranzistorul bipolar Procesul de comutaie al tranzistorului se prezint pentru un circuit rezistiv (figura 2.14). Calitativ diferena fa de comportarea tiristorului GTO const în necesitatea meninerii semnalului de comand în baz pe toat durata de deschidere a tranzistorului, timpii de comutaie având aceeai semnificaie. La tranzistoarele cu timpii de comutaie relativ mici care opereaz la frecvene relativ ridicate (>10kHz) este important luarea în considerare a tensiunii de saturaie dinamice, U CE (sat ) dyn . Importana pentru evitarea distrugerii tranzistorului în timpul comutaiei este puterea disipat limit, cât i valorile limit de tensiune i curent.

iB

diB dt

IB1 t IB2

0,1

vCE iC vCE

0,9 iC

td

ts

UCE(SAT)dyn

0,1

tt t UCE(SAT) tf

tr

Figura 2.14. Din punct de vedere al timpilor de comutaie tranzistoarele se împart în dou categorii: - normale, la care parametrii de regim dinamic sunt mai puin importani, având în vedere faptul c utilizarea lor implic funcionarea la frecvene mici sau poriunea liniar a caracteristicii; - de comutaie, cu timpii afereni de ordinul microsecundelor. Tranzistorul MOSFET În cazul unei sarcini rezistive, tranzistorul MOSFET are o comportare simetric la deschidere i la blocare (figura 2.15). Timpii de comutaie au semnificaiile prezentate anterior. Utilizarea MOSFET-ului este limitat de valorile maxime ale tensiunii i curentului i de temperatur prin intermediul puterii disipate. Capacitile între terminalele dispozitivului sunt în general de ordinul nF. 24

Tranzistorul MOSFET este performant în regim dinamic (comutaie) timpii afereni acestui proces fiind în general mai mici de o microsecund.

vGS

0,9 0,1

vGS0

vGS -vGS0

t

vDS iD

td on

iD

td off

vDS

tr

0,1

t

tf

Figura 2.15. Tranzistorul IGBT Pentru un circuit principal cu caracter rezistiv, comutaia IGBT-ului este fenomen similar MOSFET-ului atât din punct de vedere al caracteristicilor circuitului de comand cât i al timpilor afereni (figura 2.16). Diferene sesizabile apar doar la blocarea datorit tranzistorului bipolar din competena sa. Timpii de comutaie realizai de dispozitiv sunt de aceleai ordin de mrime cu cei ai tranzistoarelor MOSFET.

vGE

0,9 0,1

vGE0

vGS -vGS0

t

vCE iC

td on

iC

td off

vCE

tr

0,1

t

tf

Figura 2.16. 25

3. Redresoare

Redresoarele sunt circuite electronice care transform energia sub form de curent alternativ în energia sub form de curent continuu. Se pot clasifica dup numrul de faze din circuitul de intrare: - redresoare monofazate, se pot folosi pentru puteri pân de ordinul - n*100W; - redresoare trifazate (polifazate) pentru puteri mai mari de n*kW. Dup posibilitatea de a regla tensiunea de ieire redresoarele pot fi: - redresoare necomandate - nu se poate regla în mod automat tensiunea de ieire; - redresoare comandate - se poate regla în mod automat tensiunea de ieire. 3.1. Redresor monofazat monoalternan comandat 3.1.1. Redresor monofazat monoalternan cu sarcin pur rezistiv Schema electric de principiu a unui circuit de redresare monofazat monoalternan cu sarcin pur rezistiv este prezentat în figura 3.1a, iar formele de und ale mrimilor electrice care descriu funcionarea circuitului sunt prezentate în figura 3.1b.

0

uG uS RS

0

0

b)

a)

Figura 3.1. Tiristorului T i se aplic o tensiune de comand pe poart fa de catod, uG la unghiul =t, fa de trecerea prin zero a tensiunii u2. Dup amorsarea tiristorului, prin sarcin se va stabili un curent de forma:

is

2U 2 sin t , pentru <t<, Rs

(3.1)

unde tensiunea alternativ monofazat u2, are valoarea efectiv U2, i pulsaia . Valoarea medie a tensiunii pe sarcin rezult:

26

U smed

2U 1 2U 2 sin td(t ) 2 2 (1 cos ) , 2

(3.2)

iar valoarea medie a curentului de sarcin este dat de relaia urmtoare:

I smed

2U 2 (1 cos ) . 2R s

(3.3)

3.1.2. Redresor monofazat cu sarcin mixt R-L-E În figura 3.2a este prezentat circuitul redresor monofazat cu sarcin mixt R-L-E. Formele de und ale mrimilor electrice care caracterizeaz funcionarea circuitului sunt prezentate în figura 3.2b.

uG

uG

a)

b)

Figura 3.2. Tiristorul T poate fi comandat numai când tensiunea u2>E, adic pentru 0<t<-0. Dac este unghiul la care se produce amorsarea tiristorului, legea de variaie a curentului prin tiristor este de forma:

R st 2U 2 2U 2 m is sin(t ) Be Ls , unde cos Zs 2

(3.4)

Z s R s 2 L s 2 ; arctg

L s ; m Rs

E i 2U 2

(3.5) 27

m B sin( )e Ls . cos

R s

(3.6)

Pentru un circuit dat, are o anumit valoare. Unghiul de conducie i unghiul la care se blocheaz tiristorul, t=+, se pot obine dintr-o ecuaie transcedent, rezultând o familie de curbe =f(m) având ca parametru unghiul . Dac tensiunea electromotoare (t.e.m.) E este negativ i inductivitatea sarcinii are o astfel de valoare încât curentul nu scade la zero înainte de un tmax, tiristorul nu se va mai bloca deoarece tensiunea electromotoare îl polarizeaz din nou în mod direct:

t max 2 arcsin E , 2U 2

(3.7)

Astfel, curentul trebuie s se anuleze înaintea lui tmax pentru a rezulta o durat mai mare de polarizare invers a tiristorului decât durata de revenire:

t max t rev .

curentul poate crete la valori mari, nepermise. 3.2. Redresorul trifazat necomandat ideal Un redresor ideal se caracterizeaz prin:

(3.8)

Dac nu se respect condiia de mai sus, se pierde controlul asupra funcionrii tiristorului,

reeaua de alimentare este de impedan intern nul furnizând tensiuni de alimentare simetrice i sinusoidale; transformatorul de alimentare este simetric i fr pierderi în miez i în înfurri, cu curent de magnetizare neglijabil i fr impedane parazite; elementele redresoare sunt considerate în sens direct cu rezisten nul i în sens invers cu rezisten infinit i nu prezint capaciti parazite; se va analiza funcionarea redresoarelor trifazate cu primarul transformatorului cu conexiune în triunghi (figura 3.3), iar secundarul transformatorului cu conexiune în stea (figura 3.4). în circuit nu apare nici o inductan, deci nu exist nici o cauz care s se opun comutrii instantanee a curentului redresat între dou faze care conduc în mod succesiv. Tensiunile din secundarul transformatorului sunt (figura3.5):

u 21 2 U 2 (sin t ) ; u 22 2 U 2 (sin t

2 2 ) ; u 23 2 U 2 (sin t ) . 3 3

(3.9)

28

Figura 3.3.

Figura 3.4.

/3 u u21

0 u22

/3 u23 u21

us

u22

0

/3 2/3

4/3 5/3

2

7/3 8/3

3 10/3 11/3

t

id1 id2 id3

2/3

t Is t t

Figura 3.5.

29

Dintre cele trei diode, la un moment dat, intr în conducie acea diod care are potenialul cel mai mare în anod fa de potenialul de referin. Dac dioda este ideal i conduce, potenialul care se gsete în anod (potenialul cel mai ridicat din schem în acel moment) se va regsi i în catodul diodei ceea ce va determina ca în momentul respectiv toate celelalte diode s fie blocate, fiind polarizate invers, având potenialul mai ridicat în catod decât în anod. Tensiunea redresat este înfurarea pozitiv a tensiunilor de faz ale secundarului. Pentru secundarul cu 3 faze durata de conducie a fiecrei diode este de

2 radiani în fiecare perioad. 3

Valoarea instantanee a tensiunii de pe sarcin este format din valoarea medie, Umed i valoarea componentelor alternative (armonicelor), ua: u s U med u a , unde valoarea medie se definete prin relaia: (3.10) (3.11)

U med

1 u ( t )dt T0

respectiv, valoarea amplitudinii depinde de raportul de transformare al

T

Evident valoarea medie a tensiunii redresate depinde de amplitudinea unei tensiuni din secundar transformatorului: Alegând originea timpului ca în figura 3.3, valoarea medie a tensiunii redresate va fi: U smed 1 1 3 U M (cos t )d(t ) 2 2 2U 2 (cos t )d(t ) 2U 2 sin 3 2 0 3 3 3

3 3

(3.12)

Valoarea efectiv a tensiunii redresate rezult:

U sef

1 [ U (cos t )]2 d (t ) U 2 1 2 M 3 3

3

sin

2 3 2 3

(3.13)

Considerând cazul general al redresorului m-fazat, valoarea medie a tensiunii redresate, respectiv valoarea efectiv rezult: U smed m 1 1 U (cos t )d(t ) 2 2 M 2 m m m

m m m

0

2 U 2 (cos t )d (t )

m 2 U 2 sin m

(3.14)

U sef m

1 2 [U M (cos t )] d(t ) U 2 1 2 m m

sin

2 m 2 m

(3.15)

30

Performanele unui redresor de putere sunt definite de: a) Dr ­ factorul de redresare; b) Df ­ factorul de form; c) KT ­ factorul de utilizare al transformatorului. a) Factorul de redresare Dr, se definete ca fiind raportul dintre valoarea medie a tensiunii redresate U smed i amplitudinea tensiunii de alimentare,

2U 2 :

(3.16)

Dr

U smed 2U 2

Factorul de redresare art în ce msur valoarea medie a tensiunii redresate se apropie amplitudinea tensiunii de alimentare. Pentru redresorul cu m faze, atunci când numrul de faze tinde ctre infinit, factorul de redresare rezult: D r lim U smed m 2U 2 m 2 U 2 sin sin 3 lim m 1 lim m m 2U 2 m (3.17)

m

Se constat c valoarea medie a tensiunii redresate tinde ctre amplitudinea tensiunii din secundar atunci când numrul de faze tinde ctre infinit. Acest lucru indic faptul c din punctul de vedere al factorului de redresare este avantajos ca numrul de faze s fie cât mai mare. b) Factorul de form Df se definete ca fiind raportul dintre tensiunea efectiv i valoarea medie:

Df

U sef U smed

(3.18)

Pentru redresorul cu m faze, atunci când numrul de faze tinde ctre infinit, factorul de redresare rezult:

Df lim

U sef m m U smed m

2 m U2 1 2 m 1 lim m m 2 U 2 sin 3 sin

(3.19)

Dac se analizeaz armonicele tensiunii redresate reiese c diferenele între mrimile U ef i U med sunt reprezentate de componentele armonice. De aceea, rezult c din punctul de vedere al lui factorului de form numrul de faze trebuie s fie cât mai mare pentru c astfel scade coninutul de armonici al tensiunii redresate. În consecin i filtrele de netezire ar rezulta mai simple i ieftine pentru un acelai grad de pulsaii. 31

c) Se definete factor de utilizare al transformatorului KT prin raportul dintre puterea util transmis sarcinii Pu i puterea aparent a acelui înfurri secundare, S2.

m 2 U 2 sin I s Ps U smed I s m 2 m sin KT S2 m m U 2 Is m U 2 Is

(3.20)

Se observ c factorul de utilizare al transformatorului este dependent neliniar de numrul de faze m. Analizând rel. (3.12) factorul de utilizare al transformatorului are valoarea optim (cea mai apropiat de valoarea maxim) pentru numrul de faze m=3, având în vedere c acesta nu poate fi decât un numr întreg. Transformatoarele de alimentare dei s-au considerat c sunt alimentate de la tensiuni perfect sinusoidale, din cauza prezenei elementelor redresoare cu caracteristici pronunat neliniare, lucreaz cu cureni nesinusoidali, atât în primar cât i în secundar. Redresorul este astfel o puternic surs deformant pentru reeaua de alimentare. Forma i valorile curenilor din circuitul secundar depinde de natura sarcinii. Se pot deosebi dou cazuri limit: Se va studia funcionarea redresorului pentru urmtoarele situaii particulare: a) Ls i R s 0 ; Curentul printr-o inductan nu se poate modifica brusc respectiv tensiunea pe o capacitate nu se poate modifica instantaneu, tensiunea pe bobin respectiv curentul prin capacitate fiind de forma: (3.21)

uL L

di L du , respectiv i C C C dt dt

Dac în circuit nu exist nici o inductan de comutaie, care s se opun comutrii instantanee a curentului redresat între dou faze care conduc în mod succesiv, impulsurile de curent vor avea fronturi abrupte. Curentul prin sarcin rezult constant (figura 3.4). b) Ls 0 i R s finit Dac avem o sarcin pur rezistiv, forma de variaie a curentului de sarcin coincide cu forma de variaie a tensiunii de pe sarcin. 3.3. Influena reactanelor i rezistenelor de pe partea de curent alternativ asupra redresorului trifazat necomandat La analiza fenomenelor din redresorul trifazat necomandat ideal s-au neglijat reactanele de pe partea de curent alternativ a redresorului, impulsurile de curent prezentând fronturi abrupte. În realitate prezena inductanelor de pe partea de curent alternativ nu permit obinerea de fronturi cu durat nul. Exist un interval de timp în care apare conducia simultan a dou faze succesive numit interval de comutaie Se consider c toate rezistenele, reactanele se pot 32

echivala cu ajutorul unor inductane (impedane) notate cu Lc , denumite inductane de comutaie. Aceste inductane de comutaie se pot conecta în serie cu fiecare înfurare a secundarului (figura 3.6). Elementele de comutaie se pot considera în continuare ideale. Tensiunile din secundarul transformatorului sunt (figura3.5):

u 21 2 U 2 (sin t ) ; u 22 2 U 2 (sin t

2 2 ) ; u 23 2 U 2 (sin t ) . 3 3

(3.22)

Figura 3.6. Se va considera situaia: Ls ; R s 0 Lc 0 astfel încât reactanele de comutaie sunt egale pe fiecare faz. Fenomenul de conducie simultan apare în momentul egalitii tensiunilor de pe dou faze consecutive (figura 3.7).

u

u21

u22

u23

0

/3 2/3

4/3 5/3

2 7/3

8/3

3

t 11

iS id1

id2 id3 id1 Is t

Figura 3.7.

33

Ca urmare a existenei inductanei de comutaie, blocarea unei diode care tocmai a condus, respectiv deschiderea diodei care va conduce, nu se va produce instantaneu; exist un interval de comutaie , în care practic conduc dou diode concomitent. Elementele redresoare fiind ideale rezult c în timpul conduciei simultane apare un scurtcircuit între dou faze consecutive. Tensiunea de pe sarcin rezult ca fiind media aritmetic a celor dou tensiuni corespunztoare înfurrilor care comut.

u s u12 Lc u s u 22 Lc

di d1 dt di d 2 dt

(3.23) (3.24) (3.25)

di d di 2u s u12 u 22 Lc d1 d 2 u12 u 22 Lc i d1 i d 2 dt dt dt

valoarea de regim permanent a curentului prin sarcin: i d1 i d 2 Is , iar derivata acestuia în raport cu timpul este egal cu 0.

În intervalul de comutaie suma curenilor prin cele dou diode este constant i egal cu (3.26)

Rezult c pe timpul comutaiei valoarea instantanee a tensiunii redresate este egal cu media aritmetic a valorilor instantanee a tensiunilor fazelor ce comut:

us

u12 u 22 2

(3.27)

Durata comutaiei depinde de valoare curentului de sarcin. În intervalul de comutaie, când cele dou diode conduc, la bornele inductanei de comutaie apare o tensiune egal cu diferena tensiunii fazei i tensiunii la bornele comutatorului. Pentru un sistem cu m faze, valoarea medie a tensiunii la bornele inductanei de comutaie este: UX = (m/2)·Xc·Is redresate rezult: Usmed-X = Usmed ­ UX, unde Umed este valoarea medie a tensiunii redresate dat de redresorul ideal. Usmed-X = Usmed ­ (m/2) Xc·Is pentru m faze, Usmed-X = Usmed ­ (3/2) Xc·Is pentru 3 faze. faze a secundarului, dar astfel se reduce valoarea medie a tensiunii redresate. (3.30) (3.31) (3.29) (3.28) În cazul în care se ine cont i de inductanele de comutaie, valoarea medie a tensiunii

Se observ c tensiunea la bornele inductanei de comutaie crete odat cu numrul de

34

Creterea tensiunii pe inductana de comutaie LC are ca efect înrutirea caracteristicii externe a redresorului, deci a dependenei usmed = f(iS) (figura 3.8).

usmed

Usmed Usmed(6) Usmed (3) 6 faze

ideal UX 3 faze

Usmed-X

0

is

Figura 3.8. Un redresor este cu atât mai bun cu cât panta caracteristicii externe este mai mic, (tensiunea de sarcin în raport cu curentul de sarcin). Pentru obinerea pulsaiilor cât mai mici în tensiunea redresat este recomandabil s fie crescut numrul de faze m. Se constat din caracteristica de ieire a redresorului c pentru un sistem hexafazat valoarea medie a tensiunii redresate în gol este mai mare decât valoare medie a tensiunii redresate pentru un sistem trifazat în gol. Totui la valori mari ale curentului de sarcin se prefer sistemul trifazat deoarece panta de coborâre a tensiunii în raport cu curentul de sarcin este mai mic. 3.4. Conexiuni cu bobina interfaz Conexiunile cu bobin interfaz sau cu egalizare se utilizeaz pentru conectarea în paralel a dou sau mai multe sisteme de redresare având drept scop obinerea unor pulsaii mai mici decât în cazul sistemelor componente luate separat. Secundarul transformatorului este realizat astfel încât pe coloana 1 a miezului se bobineaz înfurarea 1 i 4 cu capetele inversate, pe coloana 2 se bobineaz înfurarea 2 i 5, iar pe coloana 3 se bobineaz înfurarea 3 i 6 (figura 3.9).

Figura 3.9. 35

Astfel, între dou tensiuni consecutive ale unui secundar rezult un defazaj de (2/3). Prin aezarea înfurrilor în modul descris mai sus tensiunile din cele dou secundare sunt defazate cu 1800 (figura 3.10).

u u21 u22 u23 u24 u25 u25 u26

0

t

Figura 3.10. Bobina LB absoarbe diferenele dintre tensiunile instantanee ale celor dou sisteme i asigur funcionarea lor independent. Pentru a nu magnetiza în curent continuu aceast bobin trebuie ca cele dou sisteme de redresare s asigura valori medii ale tensiunilor redresate egale. Tensiunea redresat este egal cu semisuma tensiunilor celor dou grupuri. Astfel, practic valoarea medie a tensiunii redresate pe sarcin e identic cu valoarea medie a tensiunii redresate corespunztoare fiecrui sistem de redresare trifazat independent (individual). Ceea ce se îmbuntete totui cu aceast schem, este factorul de form, care corespunde unui redresor hexafazat. 3.5. Redresoare trifazate comandate Redresoare trifazate comandate permit reglarea tensiunii de ieire prin controlul în faz al tiristoarelor întrucât asigur un reglaj continuu al tensiunii redresate de la 0 la o valoare maxim fr pierderi de putere activ (figura 3.11). Tensiunile din secundarul transformatorului sunt (figura3.5):

u 21 2 U 2 (sin t ) ; u 22 2 U 2 (sin t

2 2 ) ; u 23 2 U 2 (sin t ) . 3 3

(3.32)

36

Figura 3.11. Se va studia funcionarea redresorului pentru urmtoarele situaii particulare: a) L s ; L c 0 ; b) L s 0 ; L c 0; R s 0 ; c) L s ; L c 0 . a) Comanda elementelor de redresare se face la acelai unghi de amorsare, , socotit din momentul egalitii tensiunii de pe dou faze consecutive (figura 3.12).

us

u21

u22

u23

/3-

0

/3+

0

/3

2/3

4/3 5/3

2 7/3

8/3

3

t 11/3

iS ia1 ia2 ia3 ia1 Is

0

t

Figura 3.12. Datorit inductanei de sarcin de valoare foarte mare circulaia curentului prin tiristorul aflat în conducie se menine pân în momentul comenzii tiristorului urmtor, chiar dac tensiunea fazei aflate în conducie devine negativ. Inductana de sarcin opunându-se variaiilor de curent, genereaz o tensiune de autoinducie care înserat cu tensiunea fazei care conduce menine circulaia curentului în circuit. Rezult c dac comanda tiristoarelor se face dup 37

anularea tensiunii fazelor care au condus în componena tensiunii redresate apar poriuni negative. Valoarea unghiului de comand la care apare aceast situaie se numete unghi limit,

lim

. Datorit acestui fapt tensiunea redresat medie va fi mai mic; apar armonici 6

suplimentare; apare consum de putere reactiv. Pentru eliminarea armonicilor este nevoie de filtru de netezire a pulsaiei. În absena inductanelor de comutaie impulsurile de curent au fronturile abrupte.

U smed 1 2 3

3 3

2 U 2 cos(t )d(t )

(3.33)

3 2 U 2 sin sin 2 3 3

3 2 U 2 sin cos cos sin sin cos sin cos 2 3 3 3 3

3 2 U 2 sin cos 3 3 2 U 2 sin ; 3

(3.34) (3.35)

U smed

- pentru =0 => U smed U smed max

Se constat c dac =0 tensiune medie redresat în cazul redresorului trifazat comandat are aceiai valoare c i tensiunea medie redresat obinut cu un redresor trifazat necomandat. - pentru

=> U smed 0 , 2

(3.36)

adic tensiunea medie redresat devine zero. b) L s 0 ; L c 0; R s 0 ; Curentul i tensiunea de sarcin sunt în faz, curentul de sarcin are aceiai form ca i tensiunea de sarcin (figura 3.13), evident difer în valori ( i s

us ). Se constat c din forma de Rs

variaie a tensiunii redresate lipsesc poriunile negative, aceasta reprezentând un avantaj. U smed 1 3 2U 2 cos(t )d(t ) 2 2U 2 1 sin 3 2 3 3

2

(3.37)

38

us

u21

u22

u23

/3-

0

/3+

0

/3

2/3

4/3 5/3

2 7/3

8/3

3

t 11/3

Figura 3.13. c) L s ; L c 0 Intrare în conducie a tiristorului T1 se face într-un interval de timp diferit de zero, în care viteza de variaie a curentului este determinat de valoarea inductanei de comutaie (figura 3.14). Presupunând c exist o comand anterioar dat tiristorului T3, nici curentul prin acesta nu poate s scad instantaneu la zero. Exist un interval de timp de comutaie, , în care conduc simultan T1 i T3. Acest fenomen determin ca tensiunea redresat s fie egal cu semisuma tensiunilor fazelor aflate în conducie.

us

u21

u22

u23

/3-

0

/3+

0

/3

2/3

4/3 5/3

2 7/3

8/3

3

t 11/3

iS ia1 ia2

0

ia3

ia1

Is

t

Figura 3.14. În momentul în care tiristorul T3 se blocheaz, întregul curent de sarcin este preluat de T1 i tensiunea redresat cunoate un salt de la o valoare egal cu semisuma celor dou tensiuni la valoarea momentan a tensiunii fazei 1. Tiristorul rmâne în conducie i dup trecerea prin zero a tensiunii fazei 1, deoarece inductana de sarcin este foarte mare. Ieirea sa din conducie 39

începe numai când se comand tiristorul de pe faza urmtoare. În aceast situaie, spre deosebire de cazul b) în forma tensiunii redresate apar din nou poriuni negative. Datorit faptului c în intervalul de comutaie tensiunea redresat este diferit de zero coninutul de armonici este mult mai mare. Unghiul de conducie este notat cu . 3.6. Redresor trifazat cu diod de nul În structura redresorului trifazat comandat ce lucreaz pe sarcin inductiv, se va conecta o diod în paralel cu ieirea redresorului comandat în sensul de blocare a tensiunii redresate (figura 3.15).

Figura 3.15. Formele de und ale mrimilor electrice care caracterizeaz funcionarea circuitului sunt prezentate în figura 3.16, pentru cazul în care L s i L c 0 . Dioda de nul menine tensiunea de ieire a redresorului la valoarea zero, începând din momentul în care tensiunea fazei care a condus devine negativ i pân în momentul în care începe conducia fazei urmtoare i astfel, nu va permite apariia tensiunilor negative la ieirea redresorului când lim . Dioda se deschide datorit tensiunii de autoinducie a sarcinii. Prin deschiderea diodei de nul curentul de sarcin meninut de inductan se va închide prin ea iar sub aciunea tensiunii secundare a fazei care a condus tiristorul de pe aceast faz se blocheaz. Prin utilizarea diodei de nul rezult urmtoarele avantaje: - se reduc pulsaiile tensiunii redresate; - se micoreaz puterea reactiv absorbit de la reea; - se protejeaz tiristoarele în cazul sarcinilor puternic inductive la întreruperea brusc a tensiunii de alimentare.

40

us

u21

u22

u23

/3-

0

/3+

0

/3

2/3

4/3 5/3

2 7/3

8/3

3

t 11/3

iS ia1 iD

0

0

ia2

ia3

ia1

Is

t

Is

t

Figura 3.16. Dac se ia în considerare cazul în care L s i L c 0 , curentul prin tiristoare i curentul prin dioda de nul nu va mai prezenta fronturi abrupte. Blocarea tiristoarelor, atunci când intr în conducia dioda de nul, se va face cu vitez finit în intervalul de comutaie 1 , iar intrarea în conducie a tiristoarelor, atunci când se blocheaz dioda de nul, se va face cu vitez finit în intervalul de comutaie 2 . Prezint interes din punct de vedere funcional situaia în care intervalele de comutaie 1 i 2 au valori atât de mari încât practic dioda nici nu intr în regim normal de conducie. 3.7. Redresor trifazat în punte semicomandat cu sarcin pur rezistiv Redresoarele trifazate, în general, sunt utilizate în vederea obinerii unei creteri a puterii în sarcin. În figura 3.17 este prezentat schema de principiu a unui redresor trifazat în punte semicomandat, precum i mrimile electrice aferente, care caracterizeaz funcionarea circuitului. Puntea trifazat este format din diodele D1, D2, D3 i tiristoarele T1, T2, T3. Tensiunile din secundarul transformatorului de putere conectat in stea, u21, u22, u23, sunt descrise de relaiile:

u 21 2 U 2 sin(t ) ; u 22 2 U 2 sin(t

2 2 ) ; u 23 2 U 2 sin(t ) . 3 3

(3.38) 41

a)

0

2

D2 T3

D3 T1

D1 T2

D3 T3

D1 T1 Figura 3.17.

b)

Curentul prin sarcina Rs, se închide succesiv prin D3 i T1, apoi prin D1 i T2 i în sfârit prin D2 i T3. Se presupune c tiristoarele se deschid la aceiai unghi de amorsare >600. În aceste condiii, pentru intervalele corespunztoare de existen a curentului de sarcin diferit de 0, tensiunea de sarcin rezult: u s u 21 u 23 , dac conduc D3 i T1, u s u 22 u 21 , dac conduc D1 i T2, u s u 23 u 22 , dac conduc D2 i T3. Forma i valoarea tensiunii pe sarcin depinde de valoarea unghiului de conducie, . Se observ c, rezult tensiunea redresat diferit de zero atunci când conduc dou elemente de redresare de pe laturi diferite ale punii. În cazul în care dou dispozitive de redresare de pe aceeai latura conduc simultan acestea îndeplinesc în ansamblu rolul diodei de nul i astfel, atât tensiunea pe sarcin cât i curentul prin sarcin au valoarea zero. (3.39)

42

4. Convertoare de curent alternativ

Convertoarele de curent alternativ-curent alternativ (c.a.c.a.) sunt circuite care transform energia sub form de curent alternativ tot în energie sub form de curent alternativ dar cu ali parametrii. Astfel, se pot modifica unul sau mai muli din urmtorii parametrii: - valoarea efectiv; - frecvena, perioada, pulsaia; - forma de variaie a tensiunii la ieire etc. 4.1. Variator de curent alternativ Variatoarele de curent alternativ (VCA) sunt convertoare electroenergetice care transform energia de curent alternativ tot în energie de curent alternativ, dar valoarea efectiv a tensiunii de la ieirea convertorului este mai mic sau cel mult egal cu cea de la intrare, frecvena tensiunii rmânâd neschimbat pe durata conversiei. Cel mai des, variatoarele de curent alternativ se folosesc în sistemele de acionare ale motoarelor de curent alternativ monofazice sau trifazice. În figura 4.1 se prezint schema electric de principiu a unui VCA care este realizat cu ajutorul a dou tiristoare T1 i T2 conectate în antiparalel.

Figura 4.1. Acest tip de conexiune a tiristoarelor permite curentului de sarcin iS s circule în ambele sensuri. Controlul conversiei se realizeaz prin comanda simetric în faz a celor dou tiristoare. Astfel, printr-o comand alternativ a tiristoarelor, sarcina este cuplat la generatorul de curent alternativ doar un anumit interval de timp în decursul unei semiperioade, fapt ce duce la modificarea valorii efective a tensiunii de ieire uS. 4.1.1. Variator de curent alternativ cu sarcin rezistiv Formele de und prezentate în figura 4.2 caracterizeaz funcionarea unui VCA cu sarcin pur rezistiv, Zs R s . Mrimile uG1 i uG2 sunt tensiunile de comand ale tiristoarelor T1 i T2.

Se observ c momentele comenzii tiristoarelor sunt defazate cu acelai unghi fa de momentele în care tensiunea ui furnizat de sursa de alimentare trece prin zero. La sfâritul fiecrei semialternane, tiristorul care s-a aflat în stare de conducie se blocheaz natural (fr s fie comandat), odat cu trecerea prin zero a curentului care circul prin circuit. Tiristorul este complet blocat doar dup scurgerea timpului de revenire, timp în care toat cantitatea de sarcin spaial acumulat în jonciunile acestuia este evacuat. Timpul de revenire depinde de tipul tiristorului i este de ordinul s.

ui

u G1

u G2 uS

Figura 4.2. Pentru formele de und prezentate în figura 4.2 se poate determina valoarea efectiv a tensiunii pe sarcin cu ajutorul relaiei urmtoare:

U sef 1 1 1 2 U M sin t dt 2 2 sin 2 U M

(4.1)

Cu ajutorul relaiei (4.1) putem acum determina valoarea efectiv a curentului prin sarcin, pentru cazul în care avem o sarcin pur rezistiv, Zs R s :

I sef U sef U M RS RS 1 1 sin 2 2 2

(4.2)

44

În relaiile (4.1) i (4.2), reprezint unghiul de comand al celor dou tiristoare. Din relaia (4.2) se observ c odat cu creterea unghiului de comand scade valoarea efectiv a curentului de sarcin. 4.1.2. Variator de curent alternativ cu sarcin rezitiv-inductiv În situaia în care sarcina prezint i o component inductiv, curentul care circul prin aceasta este defazat în urma tensiunii de ieire. Tot din acelai motiv, curentul printr-un tiristor al VCA nu se mai anuleaz atunci când tensiunea la bornele sale îi schimb polaritatea, în urma apariiei semialternanei urmtoare. Acest caz este prezentat cu ajutorul urmtoarelor diagrame de semnal (figura 4.3).

Figura 4.3. În figura 4.3, reprezint unghiul de comand al tiristoarelor iar este unghiul lor de conducie. Mrimea unghiului de conducie depinde atât de valoarea componentei rezistive a sarcinii cât i de valoarea componentei inductive. În cazul în care sarcina variatorului de curent alternativ are un caracter inductiv, tiristoarele trebuie s fie comandate cu trenuri de impulsuri sau cu impulsuri a cror durat este mai mare decât timpul necesar curentului de sarcin s creasc peste valoarea curentului de meninere. În cazul acestei aplicaii amorsarea unui tiristor se face doar dup blocarea celuilalt tiristor. Pentru o sarcin dat, se poate determina unghiul de conducie ca soluie a unei ecuaii transcendente, prin metode de calcul numerice sau pe cale grafic.

45

4.2. Modificarea frecvenei tensiunii alternative Cicloconvertoarele transform energia de curent alternativ de o anumit frecven direct în energie de curent alternativ de frecven variabil, fr prezena unui circuit intermediar între circuitul de intrare i circuitul de ieire. 4.2.1. Divizarea frecvenei tensiunii alternative Funcionarea cicloconvertorului monofazat cu sarcin rezistiv poate fi asimilat cu dou redresoare comandate cu priz median (figura 4.4).

T1

T3 Rs T4 U2

U1

T2

Figura 4.4. Astfel, dac în primul ciclu se comand tiristoarele T1 i T2 iar în cel de al doilea ciclu tiristoarele T3 i T4 rezult o frecven tensiunii de ieire având raportul de divizare 2:1 (figura 4.5).

U1 t

2

3

4

U2 T1 T2 2 T3 3 T4 4 t

Figura 4.5. În cazul în care în primul ciclu se comand tiristoarele T1, T2 i T1 iar în cel de al doilea ciclu tiristoarele T3,T4 i T3 ,rezult o frecven tensiunii de ieire având raportul de divizare 3:1 (figura 4.6).

46

U1 U2 T1 T2 2 T1 3 T3 4 T4 5 T3 T1 7 2 3 4 5 6 7

t

6

t

Figura 4.6. 4.2.2. Multiplicatoare de frecven Multiplicatoarele de frecven sunt circuite electronice de putere care permit obinerea unei tensiuni alternative a crei frecven este un multiplu întreg al frecvenei tensiunii de alimentare. Multiplicatorul de frecven cu sarcina rezistiv, prezentat în figura 4.7, este format din trei comutatoare electronice de putere bidirecionale de curent alternativ, plasate pe câte o faz a unui transformator trifazat.

u21

T1

T4

u22

T3

T6

u23

T5 RS us

T2

is

Figura 4.7. Pentru a furniza la ieire o tensiune de frecven tripl fa de frecvena tensiunii de intrare dac se alege secvena de comand conform diagramelor din figura 4.8. Întrucât circuitul de sarcin este pur rezistiv, blocarea fiecrui tiristor va avea loc la trecerile prin zero ale tensiunii din secundar prin comutaie natural. Valoarea efectiv a curentului de sarcin se poate regla dac unghiul de amorsare , identic pentru fiecare tiristor, este cuprins în intervalul:

t i , 2

47

unde ti reprezint timpul de polarizare invers pentru fiecare tiristor.

u u21

0

u22

u23

2 3 4

t

uGT1 uGT2 uGT3 uGT4 uGT5 uGT6

t t t t t t

is

0

t

Figura 4.8. Dac sarcina conine inductiviti i capaciti se poate obine un curent de form sinusoidal alegând în mod corespunztor frecvena de comand a tiristoarelor în raport cu frecvena proprie de oscilaie al circuitului de sarcin, R, L i C.

48

5. Comanda circuitelor electronice de putere

5.1. Blocul de comand a circuitelor de putere În figura 5.1 este prezentat schema bloc a circuitului care genereaz semnalele de comand pentru circuitele de putere.

Figura 5.1. Detectorul de nul genereaz impulsuri de scurt durat pentru sincronizare, corespunztoare trecerii prin zero a tensiunii de alimentare de reea, U1. Aceste impulsuri comand blocul logic, care are rolul de furniza secvena de comand, uc-d, necesar funcionrii corecte a dispozitivelor electronice de putere care lucreaz în comutaie, DEPC din circuitul de for. Interfaa electro-optic asigur transferul ctre DEPC a semnalelor de comand corespunztoare în form i valori cerinelor impuse de acestea. Funcionarea în ansamblu a circuitului de putere este dependent de semnalele de programare sau de selecie, uref. 5.2. Circuit pentru comanda în faz a tiristoarelor i triacelor Utilizarea unui circuit integrat specializat pentru comanda unui tiristor, se justific atunci când se dorete nu numai amorsarea tiristorului sau triacului ci i controlul puterii disipate în circuitul lor anodic. Aceste circuite integrate se caracterizeaz prin faptul c ele furnizeaz impulsuri de curent pozitive sau negative necesare comenzii pe gril a tiristorului. Circuitele se deosebesc mai ales în ceea ce privete modalitatea de control a puterii disipate în sarcina din circuitul anodic al tiristorului. Astfel, circuitul integrat AA 145 este destinat aproape exclusiv comenzii în faz a amorsrii tiristoarelor (figura 5.2.a,b). Tensiunea intern de referin, uR, este o tensiune liniar variabil sincronizat cu frecvena reelei. Mrimea uC, de comand, care regleaz puterea în sarcin poate servi la realizarea unei bucle de reacie negative necesar pentru stabilizarea valorii puterii disipate în sarcin. Valorile tensiunilor uR, i uC sunt comparate astfel încât impulsurile de amorsare sunt generate la fiecare 49

coinciden a lui uC cu panta cresctoare a semnalului uR. Rezultatul comparrii ucmp împreun cu tensiune de sincronizare usinc, constituie intrrile etajului de ieire care furnizeaz pulsurile de curent iG.

a)

b)

Figura 5.2. În schemele în care circuitul este utilizat pentru comanda în faz a tiristoarelor, semnalul de sincronizare usinc îl constituie chiar tensiunea de reea industrial (220V, 50Hz). Circuitul AA 145 ofer dou impulsuri pozitive de amorsare, sincrone cu cele dou semialternane ale

tensiunii de reea, U 0 i U 0 .

În raport cu momentul anulrii tensiunii de la reea, prin posibilitatea reglrii întârzierii p, se permite controlul momentului deschiderii tiristorului i deci controlul puterii disipate de sarcina din circuitul anodic al tiristorului. În funcie de caracterul sarcinii anodice, trebuie elaborate impulsuri de diverse durate. Aceasta este realizabil prin reglarea duratei tp. De exemplu, în cazul unei sarcini inductive trebuie asigurat o valoare a lui tp mai mare decât în cazul unei sarcini rezistive. Impulsurile de

amorsare de la ieirile circuitului, U 0 i U 0 , sunt caracterizate de aceeai parametri p i tp, fiind

asigurai printr-un reglaj iniial. Schema bloc a circuitului integrat AA 145 este prezentat în figura 5.3, iar în figura 5.4 sunt prezentate formele de und care descriu funcionarea sa. 50

Figura 5.3. Detectorul de nul sesizeaz trecerile prin zero ale tensiunii de sincronizare limitând totodat semnalul pe terminalul 9 la valoarea unei tensiuni baz-emitor a unui tranzistor bipolar,

U BE . La fiecare trecere prin zero detectorul de nul genereaz la terminalul 16 impulsuri de

amplitudine +8V. La orice impuls generat de detectorul de nul pe terminalul 16, generatorul de curent încarc rapid capacitatea C2 i o las s se descarce prin R5, P1. Rampa de tensiune se obine pe terminalul 7. Prin încrcarea capacitii C3 conectat la terminalul 2, pân la valoarea tensiunii de alimentare, circuitul monostabil se gsete în starea cvasistabil stare echivalent cu ateptarea momentului de declanare a impulsului de amorsare. Rampa de tensiune de pe terminalul 7 se aplic intern pe intrarea neinversoare a comparatorului, iar pe intrarea inversoare tensiunea de comand i reglaj a unghiului de conducie U8, care reprezint o tensiune proporional cu puterea disipat în sarcin. Rampa de tensiune este descresctoare i deci atâta timp cât U7>U8 comparatorul nu este basculat i monostabilul rmâne în stare de ateptare. În momentul în care U7 devine egal cu U8 comparatorul îi schimb starea, monostabilul comut descrcând capacitatea C3. Monostabilul are în primul rând rolul de a fixa durata impulsului de amorsare prin constanta de timp a grupului C3, P2, R6. Blocul logic are rolul de a distribui etajelor de ieire impulsul negativ furnizat de monostabil sau ctre ieirea 14 (corespunztoare semialternanei pozitive a semnalului de sincronizare) sau ctre ieirea 10 (corespunztoare semialternanei negative). Comutatorul K este conectat la terminalul 6 i permite inhibarea generrii impulsurilor atunci când este închis deoarece aciunea lui asupra comparatorului anuleaz efectul tensiunii U8, meninând monostabilul în poziie de ateptare pe toat perioada de timp în care este închis. 51

Figura 5.4. Unghiul de amorsare (aprindere), notat cu , reprezint echivalentul intervalului de timp cuprins între momentul ultimei treceri prin zero a tensiunii de sincronizare i momentul apariiei primului impuls de amorsare. Unghiul de conducie notat cu , reprezint echivalentul intervalului de timp cuprins între momentul amorsrii tiristorului i momentul blocrii sale. 5.3. Circuite de interfa între circuitul de comand i circuitul de for Circuitele de interfa între circuitul de comand i circuitul de for îndeplinesc funcia de a transfera semnalul de comand, cu valori i form de variaie corespunztoare, ctre dispozitivului electronic de putere care lucreaz în comutaie. Aa cum s-a vzut în cazul variatoarelor de curent alternativ cu sarcina care are un caracter inductiv (figura 4.3), se poate întâmpla ca la comanda tiristorului s nu fie suficient un singur impuls cu durat relativ scurt pentru a putea amortiza tiristorul, deoarece acesta nu este pregtit pentru a fi comandat i a intra în conducie. De aceea, tiristoarele trebuie s fie comandate cu trenuri de impulsuri sau cu impulsuri a cror durat este mai mare decât timpul necesar curentului de sarcin s creasc peste valoarea curentului de meninere (figura 5.5). În cazul în care se utilizeaz transformatoare de impulsuri i amplificatoare de curent alternativ, durata unui singur impuls nu poate avea valori oricât de mari. În aceast situaie se utilizeaz impulsuri multiple. În structura interfeei dintre circuitul de comand i circuitul de for alturi de transformatoare de impulsuri se utilizeaz i optocuploare (figura 5.6).

52

ui 0 iG1 t iG2 0 is 0 2 3 4 t t 2 3 4 t

0

iG1 0 iG1 0 t rezistiv inductiv t

Figura 5.5. Atât transformatorul cât i optocuplorul asigur i izolarea galvanic dintre circuitul de comand i circuitul de for. Izolarea galvanic e necesar atât pentru protecia circuitului de comand cât i pentru protecia personalului care deservete echipamentul ce include circuitele de putere.

Figura 5.6. 53

Optocuplorul se caracterizeaz prin faptul c: - pentru semnalul transmis asigur o band de frecven mai ridicat; - durata impulsului de comand pe gril poate fi oricât de mare; - nu prezint inductane parazite; - nu introduc reacii între intrare i ieire; - exist un timp de întârziere dinte apariia impulsului de la ieire i comanda de la intrare; dezavantajul major al acestei întârzieri este c depinde de valoarea curentului de comand. În raport cu optocuplorul, transformatorul de impulsuri se caracterizeaz prin: - linearitate mai bun a caracteristicii de transfer; - pentru semnalul transmis asigur o band de frecven mai coborât; - timpul de întârziere introdus între intrare i ieire este mai mic; - prezint o reacie parazit invers între ieire i intrare; - pre de cost ridicat. Pentru exemplificare se prezint în continuare o posibilitate de comand real a variatorului de curent alternativ monofazat (figura 5.7). Cea mai des folosit metod de amorsare a unui tiristor este aceea în care se injecteaz un impuls de curent în grila tiristorului sau dac între gril i catodul tiristorului se aplic un impuls de tensiune. Cu toate acestea, tiristorul va intra în conducie doar dac este polarizat direct. În figura 4.1 se observ c potenialul în punctele X i Y se modific de-a lungul unei perioade de funcionare în raport cu potenialul de referin al punctului 0. Acest fapt împiedic aplicarea direct a unor impulsuri de tensiune provenite de la un circuit integrat specializat pentru comanda în faz a tiristoarelor. O metod practic ce permite aplicarea impulsurilor de comand, indiferent de valoarea potenialelor punctelor X i Y (figura 4.1), este utilizarea transformatoarelor de impuls conform cu exemplul din figura 5.7.

Figura 5.7. 54

Rezistoarele R1 i R2 înseriate cu poarta tiristoarelor au rolul de a limita curenii de comand iG1 i iG2. Diodele D1 i D2 se folosesc pentru a preveni apariia unor supratensiuni în colectorul tranzistoarelor T1 i T2 în momentul în care acestea se blocheaz. Tensiunile de comand pentru tranzistoarele T1 i T2, sunt defazate cu 1800 una fa de cealalt i sunt sincrone cu tensiunea de la reea. Aceste tensiuni pot fi furnizate de un de un CI AA145 specializat pentru comanda în faz a tiristoarelor. Tranzistoarele T1 i T2 au rolul de amplificatoare de impuls.

55

6. Convertoare de curent continuu - curent continuu

Convertoare de curent continuu - curent continuu (c.c.c.c.) sunt circuite care transform energia sub form de curent continuu în energie sub form de curent continuu, dar cu ali parametrii. Stabilizatoarele de tensiune continu, atât cele cu element de reglare serie cât i cel în comutaie sunt exemple tipice de astfel de circuite. 6.1. Stabilizatoare de tensiune continu Stabilizatoarelor de tensiune continu se pot clasifica în funcie de modul de funcionare al elementului de reglare din structura lor: a) stabilizatoare liniare ­elementul de reglare lucreaz pe poriunea liniar a caracteristicii curent-tensiune; b) stabilizatoare în comutaie ­ elementul de reglare lucreaz în regim blocat ­ saturat. Performanele uni stabilizator se apreciaz prin urmtorii parametrii: 1. Coeficientul de stabilizare în raport cu tensiunea de intrare

SO

U i U s

U s I s

dac I s ct

(6.1)

2. Rezistena de ieire

RO

dac U i ct

(6.2)

3. Factorul de stabilizare în raport cu tensiunea de intrare:

U i Ui FU U s Us

dac R s ct

(6.3)

4. Factorul de stabilizare în raport cu rezistena de sarcin Rs: R s R FU s U s Us

dac U i ct

(6.4)

În figura 6.1 este prezentat caracteristica de ieire a unui stabilizator de tensiune continu, în cazul funcionrii ideale respectiv reale a circuitului. Se observ c în cazul stabilizatorului ideal tensiunea de ieire rmâne nemodificat indiferent de valoarea curentului de sarcin, în timp ce, în cazul stabilizatorului real diferena dintre tensiunea de mers în gol i tensiunea pe sarcin reprezint tocmai cderea de tensiune pe rezistena de ieire a stabilizatorului.

56

Pentru un stabilizator de tensiune continu este de dorit ca valoarea coeficientului de stabilizare în raport cu tensiunea de intrare s fie cât mai mare (tinde ctre infinit în cazul ideal), iar rezistena de ieire s aib valoarea cât mai mic (tinde ctre zero în cazul ideal).

us

U0

us ideal isR0 us real

0

is

Figura 6.1. 6.2. Stabilizatoare de tensiune continu cu element de reglare serie Schema de principiu a unui stabilizatoare de tensiune continu cu element de reglare serie este prezentat în figura 6.2, unde blocurile componente au urmtoarele semnificaii: ERS - element de reglare serie; AE - amplificarea de eroare; C - comparator; ER- elemente de referin; D- divizor de tensiune.

Figura 6.2. Principiului de funcionarea al stabilizatoare de tensiune continu cu element de reglare serie are la baz relaia:

U s U i U ERS

(6.5) 57

Astfel, dac: U i ct. I s var iabil U i var iabil U s ct. U ERS var iabil ; U ERS var iabil .

Cu alte cuvinte, aceast surs asigur la ieire sa tensiunea U s constant chiar dac se modific sau tensiunea de intrare U i sau valoarea curentului de sarcin, I s , sau ambele concomitent. Stabilizarea are loc în felul urmtor: o fraciune din valorile tensiunii U s , este adus la intrarea comparatorului, C. Aceast tensiune este comparat cu o tensiune de referin fix dat de ctre elementul de referin, ER. Rezultatul comparrii este amplificat i va comanda elementul de reglare serie, ERS, în sensul meninerii constante a tensiunii U s , rel. (6.5). Astfel, dac crete valoarea tensiunii U i , aceasta va determina ca în final s creasc i valoarea tensiunii U ERS i astfel valoarea tensiunii U s s rmân la valoare constant anterioar. Invers, dac scade valoarea tensiunii U i , aceasta va determina ca în final s scad i tensiunea U ERS i astfel s tensiunea U s s revin la valoarea constant anterioar, rel. (6.5). Dac divizorul de tensiune este reglabil (semireglabil sau poteniometru) atunci se poate chiar modifica valoarea tensiunii de ieire U s . Elementul de reglare serie este realizat de regul cu un tranzistor de putere. Dezavantajele surselor de tensiune continue cu ERS sunt urmtoarele: ERS e solicitat în permanen având o putere disipat maxim, atunci când este scurtcircuitat pe sarcin ( U ERS U i i I s max im ); chiar i în regim de funcionare normal ERS preia diferena dintre U i i U s , rezultând valori considerabile mai ales când U s este mic i rezult astfel i puteri disipate mari pe ERS; U s poate avea o singular polaritate, determinat de polaritatea sursei de alimentare; puterea disipat mare pe ERS, Pd U ERS I s , ceea ce determin ca în final i randamentul sczut al stabilizatorului. 6.3. Principiul de funcionare al convertorului curent continuu - curent continuu Principiul de funcionare al convertorului curent continuu - curent continuu are la baz relaia urmtoare:

U med 1 1 1 1 u ( t )dt Udt 0dt T0 T0 TT

1

T

T

T

(6.6)

58

U med

T1 U , (figura 6.3). T

(6.7)

U 0 U 0 U 0

u T1 T ua T1a T ub T1 uc T1c Uc-med Tc

Figura 6.3.

Umed

t

Ua-med

t

Ub-med Tb

t

U 0

t

Astfel, valoarea medie a tensiuni de form rectangulare de perioad T, se poate modifica prin urmtoarele metode: prin modificarea valorii lui T1 , rezultând tensiunea u a ; prin modificare perioadei T, rezultând tensiunea u b ; prin modificarea atât a lui T1 cât i a perioadei T, rezultând tensiunea u c ; Valorile medii ale acestor tensiuni, U med , rezult în urma filtrrii acestora cu circuite adecvate care pot include bobine, condensatoare, etc.). În cazul surselor de tensiune continu care lucreaz în comutaie, pe baza rel. (6.7) care ar putea reprezenta un raport de transformare, se poate asocia funcionarea ei cu cel al unui transformator de curent continuu permiând modificarea tensiunii de ieire în funcie de T1 i T.

59

6.4. Comanda dispozitivelor electronice de putere în comutaie prin modulare în durat (PWM) Comparatorul reprezint un element important în structura circuitelor de comanda a dispozitivelor electronice de putere care lucreaz în comutaie: Caracteristicile comparatorul real se apropie foarte mult de caracteristicile comparatorului ideal, (figura 6.4): u e A d u i u i ; Ad ; u e VA u e VA dac u i u i ; dac u i u i ; (6.8)

u i u i 0 .

VA+ ui+ uid uiue +

VAFigura 6.4. În general, comanda circuitului electronic de putere se efectueaz în funcie de scopul urmrit de circuitul considerat (funcie îndeplinit, mrime de prescriere, etc); Pentru funcionarea în regim automat a circuitului electronic de putere, la dispoziia circuitului de comand exist mai multe informaii care pot fi de prescriere i informaii de reacie de la ieirea circuitului. Tensiunea de comand rezult tocmai ca urmare a comparrii acestor mrimi. Modularea în durat a impulsurilor (pulse width modulation - PWM) reprezint un procedeu prin care se elaboreaz mrimea de comand necesar dispozitivelor electronice de putere care lucreaz în comutaie (figura 6.5). Astfel, dac mrimea de prescriere este reprezentat prin tensiunea liniar cresctoare U T (triunghiular), având parametrul tg , iar mrimea de reacie prin reprezentat de tensiunea U c , având ca i parametru valoarea medie, rezult mrimea de comand, reprezentat prin tensiunea U cd , prin paramerul T1 : 60

T1 f U c , tg

(6.9)

De exemplu, prin modificarea în durat a impulsurilor se poate realiza amorsarea la momente bine definite a unui tiristor fa de un moment ales de referin sau de sincronizare.

u

tg '

UT U'c Uc t

0 uc-d

tg

0 T'1

T1

t

Figura 6.5. 6.5. Surse de tensiune continu stabilizat care lucreaz în comutaie Spre deosebire de stabilizatoare de tensiune continu cu element de reglare serie, sursele de tensiune continu stabilizat care lucreaz în comutaie au unele avantaje importante: puterea disipat pe dispozitivele electronice de putere care lucreaz în comutaie este mult mai mic decât puterea disipat pe elementele de reglare serie; aceast putere este cu atât mai mic cu cât dispozitivul electronic de putere care lucreaz în comutaie se apropie de performanele unui comutator electric ideal; randamentul ridicat; volum redus; posibilitatea includerii uoare în scheme de automatizare, care reprezint o cerin important a circuitelor electronice de putere; pot furniza mai multe tensiuni continue stabilizate; tensiunile stabilizate da la ieire sunt izolate galvanic fa de tensiunea de la intrare. În figura 6.6 este prezentat schema bloc de principiu al unui stabilizator de tensiune continu care lucreaz în comutaie. Etapele de prelucrare al unui stabilizator de tensiune care lucreaz în comutaie sunt: din tensiunea alternativ de la intrare se realizeaz tensiune continu; din tensiunea continu se realizeaz o form de und rectangular utilizând un dispozitiv electronic de comutaie; tensiunea rectangular se aplic unui transformator; 61

-

tensiunea sau tensiunile din secundarul transformatorului se redreseaz i se filtreaz, obinându-se una sau mai multe tensiuni continue cu diverse valori.

Circuit de U,i protecie Tensiune Tensiune rectangular rectangular DEPC

np

U reea 50Hz FR

Tensiune alternativ R+F

Tensiune continu

TRAF

n1

(R+F)1 (R+F)i

Ue1 Uei

Uprescriere

DC-D

Ureacie

Tensiune rectangular

Figura 6.6. În figura 6.5, blocurile componente au urmtoarele semnificaii: RF- un filtru de rejecie i care are rolul de a împiedica transferul de frecvene de comutaie spre reeaua de curent alternativ. Aceste frecvene constituie perturbaii pentru alte echipamente electronice alimentate de la reea. În general acest filtru este de tip trece jos i se realizeaz de regul cu bobine cu miez. R+F- redresor+filtru. Transform tensiunea alternativ în tensiune continu, filtrat. Filtrul se realizeaz de regul cu condensator; DEPC- dispozitiv electronic de putere care lucreaz în regim de comutaie. Are rolul unui comutator electronic i transform tensiunea continu în tensiune rectangular. DC-D - dispozitiv de comand pe baza diferenei dintre U prescriere i U reacea stabilete durata de comutaie t ON sau frecvena de comutare a DEPC, astfel încât tensiunea de la ieire U e1 pân la U ei s rmân constant chiar dac sarcina variaz sau se modific U reaea . Circuitul de protecie - realizeaz protecia DEPC atunci când la ieire apar scurtcircuite sau supratensiuni. TRAF- realizeaz transformarea tensiunii rectangulare de la ieire. DEPC tot în tensiuni rectangulare având amplitudini mai mari sau mai mici. Are o singur înfurare primar având

n p spire i mai multe înfurri secundare cu n 1 n i spire. Tensiunile de la ieire sunt

proporionale cu numrul de spire di înfurrile aferente: u e1 n1 n , u ei i np np (6.10)

Transformatorul este realizat de regul din miez de ferit deoarece lucreaz la frecvene ridicate (20 kHz). Transformatorul realizeaz i o separare galvanic între tensiunea de ieire i cele de intrare.

62

6.6. Convertoare de curent continuu - curent continuu În general, convertoarele de curent continuu-curent continuu pot funciona fr izolare fa de reeaua de alimentare, sau cu izolare prin utilizarea unui transformator. Convertoarele curent continuu-curent continuu pot fi de urmtoarele tipuri: convertor step-down (buck, forward, de tip direct); convertor step-up (boost); convertor step-down-up (buck-boost); convertor de tip Cuk; convertor în punte. Dintre aceste tipuri, enumerate mai sus, numai primele dou constituie configuraii de baz, celelalte fiind de fapt combinaii ale acestora. În cele ce urmeaz se vor analiza în regim stabil de funcionare convertoarele de curent continuu-curent continuu, în care comutatoarele electronice sunt considerate elemente de circuit ideale, iar pierderile de putere în inductiviti i capaciti sunt neglijabile. Sursa de alimentare de la intrare este de impedan nul, fiind realizat cu o baterie sau cu un redresor cu filtru capacitiv de valoare mare. Circuitul de ieire al acestor convertoare, este în principal, o rezisten, aa cum este în cazul surselor de putere în comutaie, sau un motor electric de c.c. când circuitul echivalent conine o surs de tensiune continu în serie cu o rezisten i o inductivitate. La analiza funcionrii i proiectarea convertoarelor de cc-cc se au în vedere urmtoarele regimuri de funcionare: cu curent de sarcin neîntrerupt; cu curent de sarcin întrerupt. 6.6.1. Convertor de tip step-down (buck) Convertor de tip buck produce o tensiune de ieire a crei valoare medie este mai mic decât a tensiunii de la intrare. Aceste convertoare se utilizeaz, de exemplu, ca surse de alimentare pentru modificarea turaiei motoarelor de curent continuu. În figura 6.7 este prezentat convertorul de tip buck care are ca sarcin o rezisten. Valoarea medie a tensiunii de ieire rezult din rel. (6.6-6.7):

U med 1 1 1 1 u ( t )dt Udt 0dt T0 T0 TT

1

T

T

T

(6.6)

U med

T1 U U, unde 1 . T

(6.7) 63

Figura 6.7.

U 0 ui, us tON us tOFF t

T

us 0 ft

1 f

f f 2f 3f

Figura 6.8. Dezavantajul circuitului prezentat în figura 6.7 este c, în cele mai multe aplicaii circuitul de sarcin este inductiv. Aceasta înseamn c în procesul de comutaie se absoarbe i se disip o energie inductiv care poate pune în pericol comutatorul electronic. De fapt, dioda de nul este conectat pentru rezolvarea problemei energiei înmagazinate, iar fluctuaiile tensiunii de ieire sunt reduse prin utilizarea unui filtru trece jos. În figura 6.8 este redat forma de variaie a tensiunii de ieire i structura sa spectral. Tensiunea de ieire se modific între 0 i U, ceea ce nu satisface cerinele pentru foarte muli consumatori. În figura 6.9a sunt prezentate formele de und ale tensiunii i curentului care caracterizeaz funcionarea convertorului buck în regim de curent neîntrerupt. 64

Figura 6.9. În funcie de poziia comutatorului electronic avem dou cazuri: dac comutatorul electronic CE este închis, figura 6.9b, dioda este blocat i comutatorul este parcurs de curentul i L . Pe bobin rezult o tensiune pozitiv U L U i U s i se produce un curent liniar i L ; dac comutatorul electronic CE se deschide, figura 6.9c, datorit energiei înmagazinate, curentul continu s circule prin diod, rezultând U L U s . Astfel, în regim permanent:

T 0

u L dt u L dt u L dt 0 ,

0 t ON

t ON

T

(6.11)

adic cele dou arii A i B sunt egale.

U i U s t ON U s T t ON , sau

(6.12)

65

U s t ON , sau Ui T

U s U i

(6.13) (6.13')

Din relaia (6.13) rezult c tensiunea de ieire U s variaz liniar cu ( [0,1] ), dac tensiunea de intrare u i , este constant. Dac se neglijeaz toate pierderile de putere în circuitul de comutaie rezult c puterea de la intrare este identic cu puterea de la ieire: Pi PS u iii u sis (6.14) (6.15) (6.16)

Is U i 1 Ii U s

Curentul de ieire i s , este un curent neîntrerupt, dar curentul de intrare i i , este un curent pulsatoriu. Dac inductana de filtraj nu are o valoare suficient de mare, în momentul în care dioda de nul este deschis, se poate întâmpla ca prin bobina L, curentul i L , s se anuleze înainte, sau chiar la limita, în care se da o nou comand de închidere a comutatorului electronic. Pentru aceast situaie, în figura 6.9a forma de variaie a curentului este reprezentat cu linie întrerupt. Dac se noteaz cu I L L , curentul mediu prin bobin în condiia limit, de grani, între cele dou regimuri de curent neîntrerupt i cel de curent neîntrerupt, rezult:

I L L 1 i L max , respectiv

2 UL L i L , adic t

(6.17) (6.18)

U i U s L i L max

t ON

,

(6.19)

Pe baza rel. (6.17-6.19), rezult:

I L L 1 i L max 1 t ON U i U s T U i U s .

2 2 L 2L

6.6.2. Convertor de tip step-up (boost)

(6.20)

Convertorul de cc-cc tip step-up sau boost (sursa de tensiune în comutaie de tip boost) furnizeaz la ieire o tensiune mai mare decât tensiunea care se aplic la intrarea acesteia. În figura 6.10 este prezentat schema de principiu a acestui tip de surs, care are dou configuraii echivalente, în funcie de poziia comutatorului CE.

66

Figura 6.10. Comutatorul electronic CE, se închide i se deschide periodic cu frecvena de comutaie fix f. Bobina L are rolul de a înmagazina energie în intervalul de timp în care comutatorul CE este închis (figura 6.1b.). Dioda D nu permite descrcarea condensatorului de filtraj C în cazul în care CE este închis. Practic, comutatorul CE este un tranzistor bipolar sau un tranzistor MOSFET de putere. Pentru a simplifica descrierea funcionrii sursei considerm c: toate componentele sunt ideale; valoarea inductanei L este suficient de mare astfel încât variaia curentului prin bobin sa fie aproximat ca liniar; constanta de timp a circuitului RSC este mult mai mare decât perioada de comutaie T. Principalele forme de und care descriu funcionarea sursei de tensiune continu în comutaie de tip boost sunt prezentate în figura 6.11. În cazul în care comutatorul CE este închis (figura 6.10b), curentul prin bobin începe s creasc liniar. Tensiunea la bornele bobinei este dat de relaia:

u L Ui L

I I I L max min , T t

(6.21)

unde T reprezint intervalul de timp în care comutatorul CE este închis. Coeficientul se mai numete factor de umplere i poate s ia valori cuprinse între 0 i 1. În cazul în care =0, comutatorul CE nu este închis niciodat, iar tensiunea de la ieirea sursei este egal cu cea de la intrare. Variaia curentului pin bobin se poate determina cu ajutorul relaiei:

I I max I min

Ui T . L

(6.22) 67

Figura 6.11. Tot în intervalul de timp în care CE este închis, dioda D este blocat deoarece potenialul din catod este mai mare decât potenialul din anod. Condensatorul de filtraj se descarc pe rezistena de sarcin. Pentru simplificarea calculelor se va considera c variaia curentului de sarcin este neglijabil adic IS = ct. În cazul în care comutatorul CE este deschis (figura 6.10c), curentul prin bobin scade liniar. Tensiunea pe bobin este dat în acest caz de urmtoarea relaie: I ' min I max I u L U i U s L L . 1 T 1 T (6.23)

Cu ajutorul relaiei (6.23 ) se poate determina variaia curentului prin bobin.

I '

U s U i 1 T .

L

(6.24)

Dac curentul ce parcurge bobina are valoarea Imin la începutul perioadei de comutaie i dac acesta are aceeai valoare la sfâritul perioadei de comutaie (Imin=I'min) atunci putem spune 68

c sursa de tensiune continu în comutaie lucreaz în regim stabilizat. inând cont de acest lucru putem s egalm relaiile (6.23) i (6.24), obinându-se urmtoarea relaie: U s T ( U s U i )1 T , sau (6.25) (6.26)

Us

1 Ui , 1

relaie ce pune în eviden influena factorului de umplere asupra tensiunii de ieire. Practic, valoarea maxim a factorului de umplere se limiteaz la 0.7 ­ 0.8. Dac tinde spre 1 atunci tensiunea Us tinde spre valori extrem de mari. Dependena tensiunii de ieire Us în funcie de valoarea lui este prezentat în figura 6.12.

Figura 6.12. Pentru a determina variaia tensiunii UC la terminalele rezistorului Rs, se calculeaz cantitatea de sarcin furnizat de condensatorul de filtraj C sarcinii în intervalul de timp în care comutatorul K este închis. Q C U C I s T . Din relaia (6.7) rezult c: (6.27)

U C

Is T Is . C Cf

(6.28)

Din relaia de mai sus (6.28) rezult c, variaia tensiunii pe sarcin este cu atât mai mic cu cât capacitatea este de valoare mai mare, respectiv sursa lucreaz pe o frecven de comutaie cât mai ridicat. Pe de alt parte, creterea valorii curentul de sarcin, sau a parametrului , conduce la creterea variaiei tensiunii pe sarcin.

69

6.6.3. Convertor de tip step-down-up (buck-boost) Convertorul buck-boost sau flyback poate fi obinut prin conectarea în cascad a dou convertoare, unul de tip buck i unul de tip boost. În regim staionar pot rezulta tensiuni la ieire mai mari sau mai mici decât tensiunea de alimentare de la intrare. Prin conectarea în cascad acelor dou structuri rezult convertorul fin figura 6.13. atunci când comutatorul electronic CE este închis, sursa de alimentare U i , determin creterea energiei electromagnetice înmagazinate în inductan, dioda fiind blocat. Când comutatorul se deschide energia din bobin este cedat rezistenei de sarcin. Se consider c valoarea capacitii de filtraj este suficient de mare pentru a putea considera constant tensiunea la bornele sale.

Figura 6.13. În figura 6.14a sunt prezentate formele de und ale tensiunii i curentului care caracterizeaz funcionarea convertorului buck în regim de curent neîntrerupt. Se observ c: U i T U s 1 T (6.29) (6.30)

Us U i 1

Relaia de mai sus (6.30) arat c raportul între tensiunea de ieire i cea de intrare este egal cu produsul factorilor de conversie ai celor dou tipuri de convertoare (buck i boost). Dac este valabil condiia ca: Pi PS , rezult (6.31) (6.32)

Is 1 Ii

Pe de alt parte, tot din relaia (6.30) rezult c tensiunea de sarcin este mai mare sau mai mic decât tensiunea de la intrare U i , în funcie de valoarea lui . Desigur, în cazul unui stabilizator de tensiune tensiunea de ieire trebuie s rmân constant atunci când se modific

U i i .

70

Figura 6.14. În numeroase aplicaii se impune ca între sursa de energie electric de curent continuu i consumator s existe izolare galvanic. Aceast cerin poate fi uor de îndeplinit dac între sursa de alimentare i sarcin se intercaleaz un transformator. Transferul energiei este posibil numai dac tensiunea pe înfurarea primar a transformatorului este alternativ. Aceast tensiunea alternativ se poate obine dac în circuitul primar al transformatorului, se introduce un întreruptor care comut periodic. În figura 6.15 este prezentat un circuit de conversie cc­cc, care asigur izolarea galvanic între surs i sarcin.

71

a) Figura 6.15.

b)

Pentru ca acest circuit s poat funciona, înfurarea primar i cea secundar a transformatorului trebuie s fie bobinate în sens invers aa cum este prezentat în figura 6.15a,b. Pentru a uura analiza circuitului se presupune c: 6.16. Comutatorul K se închide i deschide periodic cu o frecven constant. În cazul în care K este închis (figura 6.15a) se poate scrie: toate componentele sunt ideale; trecerea comutatorului dintr-o stare în alta se face instantaneu; constanta de timp C RS este mult mai mare decât perioada de comutaie T; curenii care circul prin înfurrile transformatorului au o variaie liniar în timp. Principalele forme de und care descriu funcionarea circuitului sunt prezentate în figura

i1

Ui T I1max , L1

(6.33)

unde T reprezint intervalul de timp în care K se afl închis (ton), (0<<1), iar L1 reprezint inductana înfurrii primare. Tensiunea în secundarul transformatorului are polaritatea indicat în figura 6.16a. Dioda D este polarizat invers iar C se descarc pe RS. Se observ c valoarea maxim a curentului i1 în primarul transformatorului depinde direct proporional de valoarea factorului de umplere . Dup deschiderea comutatorului K, polaritatea tensiunii la bornele transformatorului se inverseaz, (figura 6.15b). În acest caz dioda D intr în conducie iar energia înmagazinat în miezul transformatorului este cedat sarcinii pe durata intervalului de timp toff. Variaia curentului i2 este dat de relaia urmtoare:

i 2 Us 1 T I 2 max , L2

(6.34)

unde L2 reprezint inductana înfurrii secundare. 72

Pentru un transformator ideal : i1n1=i2n2, unde n1, n2 reprezint numrul de spire din primar respectiv secundar i:

L1 n 1 n2 , L2 n 2

2

(6.35)

(6.36)

unde n reprezint raportul de transformare al transformatorului ideal.

Figura 6.16. inând cont de relaiile (6.33), (6.34), (6.35), (6.36), obinem dependena dintre tensiunea pe sarcin i factorul de umplere :

Us n

Ui 1

(6.37)

În relaia urmtoare se indic tensiunea de la bornele comutatorului în cazul în care acesta este deschis:

u K Ui Us U Ui Ui i . n 1 1

(6.38)

Valoarea maxim a acestei tensiuni se obine pentru max: 73

uK

Ui 1 max

(6.39)

Relaia (6.37) este valabil atât timp cât curentul i2 nu se anuleaz. Se observ în figura 6.16, c în momentul anulrii curentului i2 nu mai avem cdere de tensiune pe înfurarea primar, iar tensiunea uK devine egal cu tensiunea de la intrare Ui. Variaia tensiunii la bornele sarcinii se poate evalua cu relaia: U S Ui Q 2 . n 1 f R C C (6.40)

Se observ c transferul de energie spre sarcin se face în intervalele de timp în care comutatorul K este deschis (figura 6.15b). 6.6.4. Convertor curent continuu-curent continuu în punte În figura 6.17 este prezentat schema unui convertor c.c.-c.c. în punte, acesta reprezentând unul din cele mai rspândite convertoare de energie din electronica industrial. Aceste tipuri de convertoare se utilizeaz la: acionarea motoarelor de curent continuu; realizarea surselor de c.a. monofazate pentru consumatori ce trebuie s lucreze chiar i în situaia în care pentru un timp nu este disponibil reeaua de curent alternativ; realizarea convertoarelor de c.c.-c.a. de frecven variabil.

TA+ ii Ui + -

DA+

Us= uAN-uBN Rs is Ls es

TB+

DB+

A

B

Motor de c.c. TAuAN DAN uBN TB-

DB-

Figura 6.17. Chiar dac indiferent de domeniul de aplicaie topologia convertorului este identic, funcia sa este mult diferit acesta fiind este dependent de modul în care se face comanda dispozitivelor electronice de putere care lucreaz în comutaie. Aa cum rezult din figura 6.15, în antiparalel cu comutatoarele electronice de putere sunt conectate diode, realizând împreun cu acestea comutatoare bidirecionale. De asemenea, se presupune c toate comutatoarele electronice utilizate au caracteristicile unui comutator 74

electronic de putere ideal. Trebuie îns s se fac distincie între starea ON i starea de conducie a comutatorului, de exemplu, un tranzistor de putere. Din cauza diodelor un comutator care este în starea ON poate s conduc sau nu un curent, acest lucru depinzând de sensul de circulaie al curentului i s . Dac comutatorul închis permite trecerea curentului prin el, atunci se spune c acesta se gsete în stare de conducie. Funcionarea punii are loc dup algoritmul care st la baza comandrii celor patru comutatoare electronice. Astfel este exclus comanda simultan a dou comutatoare de pe aceiai latur, caz în care sursa de alimentare de la intrare ar fi în scurtcircuit. Tensiunea de pe sarcin, de la ieirea convertorului, este strict determinat de modul în care se comand cele patru comutatoare electronice de putere. De exemplu, tensiunea u AN este determinat de starea comutatoarelor TA i TA . Astfel: dac TA este închis, curentul de sarcin va circula prin TA , atunci când i s 0 , sau va circula prin D A , dac i s 0 . Dac TA este închis, potenialul punctului A este egal cu potenialul pozitiv al sursei de alimentarea de la intrare, adic: u AN U i , dac TA este ON i TA este OFF; (6.41)

dac TA este închis, curentul de sarcin negativ i s 0 , va circula prin TA , dioda D A fiind blocat. Dac curentul de sarcin este pozitiv i s 0 , atunci D A este în conducie. Dac TA este închis, potenialul punctului A este egal cu potenialul negativ al sursei de alimentarea de la intrare, adic: u AN 0 , dac TA este ON i TA este OFF. (6.42)

Dup cum rezult din relaiile (6.41) i (6.41) tensiunea u AN depinde numai de starea celor dou comutatoare de pe o latur, TA i TA fiind independent de sensul curentului de sarcin i s . De aceea, tensiunea de ieire dat de o latur a convertorului depinde, la o anumit frecven de comutare dat f, doar de tensiunea de la intrare i de factorul de comand al comutatoarelor:

u AN U i

t ON 0 t OFF A Ui T

(6.43)

unde t ON i t OFF sunt intervalele ON i OFF ale lui TA . În mod similar se poate exprima tensiunea u BN , aceasta fiind determinat de starea comutatoarelor TB i TB : dac TB este închis, curentul de sarcin va circula prin TB , atunci când i s 0 , sau va circula prin D B , dac i s 0 . Dac TB este închis, potenialul punctului B este egal cu potenialul pozitiv al sursei de alimentarea de la intrare, adic: 75

u BN U i , dac TB este ON i TB este OFF; -

(6.44)

dac TB este închis, curentul de sarcin pozitiv i s 0 , va circula prin TB , dioda D A fiind blocat. Dac curentul de sarcin este negativ i s 0 , atunci D A este în conducie. Dac TA este închis, potenialul punctului A este egal cu potenialul negativ al sursei de alimentarea de la intrare, adic: u AN 0 , dac TB este ON i TB este OFF. (6.45)

Pe baza relaiilor (6.44) i (6.45) tensiunea u BN depinde numai de starea celor dou comutatoare de pe o latur, TB i TB fiind independent de sensul curentului de sarcin i s : u BN B U i Tensiunea de ieire a convertorului rezult: U s u AN u BN A B U i , i deci poate fi controlat (6.47) (6.46)

prin factorii de comand ai convertorului A i B , fiind

independent de mrimea i sensul curentului i s . Aa cum s-a vzut anterior, în cazul unui convertor cu un singur comutator electronic, tensiunea de la ieire era de o singur polaritate, valoarea sa medie rezultând ca funcie de factorul de comand . În cazul convertorului în punte tensiunea de ieire poate avea ambele polariti, ea rezultând în urma comparrii unei tensiuni de form triunghiular cu o tensiune continu, prezentând forma de variaie a unui semnal (tensiuni) rectangulare modulat în durat (pulse width modulation - PWM). În principiu obinerea tensiunii PWM este posibil prin dou procedee: tensiune modulat în durat cu dubl polaritate; Acest procedeu const în comanda simultan a perechilor de comutatoare ( TA , TA ) i ( TB , TB ). tensiune modulat în durat cu o singur polaritate; În cazul acestui procedeu comutatoarele de pe o latur sunt comandate independent de cele de pe cealalt latur a punii.

76

6.5. Convenia surs - generator i sarcin ­ consumator Se consider circuitul din figura 6.18, pentru a prezenta convenia utilizat în electronica de putere pentru surs - generator i respectiv sarcin ­ consumator.

Figura 6.18. Sursa de tensiune de la intrare are comportament de generator dac:

u g 0 i i g 0 , sau

(6.48)

u g 0 i i g 0 .

Dac:

u g 0 i i g 0 , sau u g 0 i i g 0 , atunci

sursa de tensiune are comportamentul unui consumator. Pe de alt parte, sarcina are comportamentul unui consumator dac: u s 0 i i s 0 , sau u s 0 i i s 0 . Dac: u s 0 i i s 0 , sau u s 0 i i s 0 , atunci sarcina are comportamentul unui generator de energie.

(6.49)

(6.50)

(6.51)

Astfel, pentru convertorul din figura 6.16, în funcie de valorile, la un moment dat, pe care le are tensiune de ieire i curentul de ieire, u s i i s , grupul R s , L s i e s , poate avea comportamentul unui consumator sau a unui generator. În funcie de modul comand i de funcionare al convertorului, atât tensiunea cât i curentul de pe acest grup pot avea fi deci ambele polariti.

77

6.6. Chopper de putere cu circuit auxiliar de stingere Chopperele sunt convertoare electronice care transform energia de curent continuu în energie de curent continuu (cc-cc). O caracteristic a chopperelor este aceea c pot furniza la ieire o tensiune a crei valoare medie poate fi reglat în conformitate cu cerinele aplicaiei în care sunt utilizate. Una dintre cele mai des întâlnite aplicaii a chopperelor de putere este acionarea motoarelor de curent continuu prin modificarea tensiunii lor de alimentare. Principiul acestei comenzi este ilustrat în figura 6.19a. În figura 6.19b se prezint schema echivalent a unui motor de curent continuu. Tensiunea contraelectromotoare E este proporional cu turaia motorului de curent continuu.

Figura 6.19. Perioada de comutaie T a întreruptorului K este constant. Cu ajutorul comutatorului electronic, tensiunea de la intrare Ui, se aplic circuitului de sarcin un interval de timp T pe durata unei perioade de comutaie (0<<1). Valoarea medie Umed a tensiunii de ieire uS se obine cu ajutorul relaiei:

T T 0

U med

1 1 u S (t )dt T T0

U i dt U i

(6.52)

În figura 6.19c se observ c valoarea medie a tensiunii de alimentare a motorului depinde de valoarea factorului de umplere . Dac modificm valoarea lui obinem o alt valoare medie a tensiunii de alimentare a motorului. Modificarea valorii medii a tensiunii de alimentare determin modificarea turaiei motorului de curent continuu. În figura 6.20 se prezint schema electronic de principiu a unui chopper de putere cu circuit auxiliar de stingere fr circuitele de comand aferente tiristoarelor. Principalele forme de und care descriu funcionarea chopperului sunt prezentate în figura 6.21. 78

Pentru simplificare, considerm c sarcina convertorului este de tip rezistiv-inductiv. Valoarea inductanei LS este suficient de mare, astfel încât se poate considera c valoarea curentului de sarcin iS se menine constant pe durata perioadei de comutaie, având valoarea IS. Întreruptorul principal al chopperului este Th1. Pentru a putea bloca tiristorul Th1 se utilizeaz un circuit auxiliar de stingere realizat cu Th2, D1, L i C. În lipsa circuitului auxiliar de stingere, tiristorul Th1 odat adus în stare de conducie nu mai poate fi blocat pân în momentul în care curentul prin Th1, nu se anuleaz (deconectarea sursei de alimentare Ui).

Figura 6.20. Circuitul funcioneaz în modul urmtor: mai întâi se amorseaz Th2 care permite stabilirea unui curent prin C, Th2, RS i LS. Acest curent încarc condensatorul C iar polaritatea tensiunii la bornele sale este indicat în figura 6.20. În momentul în care tensiunea la bornele condensatorului C devine egal cu Ui, tiristorul Th2 se blocheaz natural. Condensatorul C rmâne încrcat pân în momentul în care se amorseaz tiristorul principal Th1. Amorsarea tiristorului Th1 are dou consecine: pe sarcin se aplic tensiunea Ui, caz în care dioda DN se blocheaz iar circuitul de sarcin primete energie; tiristorul Th1 "închide" circuitul realizat din L, D1 i C. Dup amorsarea tiristorului Th1, bobina L împreun cu condensatorul C formeaz un circuit oscilant de tip serie. Condensatorul C, încrcat la tensiunea Ui, se descarc rezonant pe inductana L. Expresia curentului de descrcare a condensatorului C este:

iC

1 U i sin o t , o L

1 . LC

(6.53)

unde 0 este pulsaia de rezonan: o

79

iG2 T

iG1

t

iL

T

t

uC

Ui

t

t -Ui iTh1

uS Ui

t

t

Figura 6.21. Procesul rezonant dureaz pân în momentul în care valoarea tensiunii la bornele condensatorului devine din nou Ui dar polaritatea acesteia este schimbat fa de cea indicat în figura 6.20 (semnele din parantez). Când tensiunea pe condensator uC =-Ui, dioda D1 se opune continurii procesului rezonant iar tensiunea pe condensator se menine neschimbat pân în momentul în care Th2 este adus din nou în conducie. Pe durata intervalului de timp în care are loc procesul rezonant, curentul prin tiristorul Th1 este:

i Th1 I S i C .

(6.54)

La alegerea tiristorului Th1 se ine cont de relaia (6.54) precum i de faptul c timpii de comutare ai tiristorului s fie mult mai mici decât perioada de oscilaie a circuitului rezonant. Puterea tiristorului Th2 poate s fie mai mic decât cea a tiristorului Th1. Tiristorul Th2 trebuie s suporte o tensiune de polarizare invers a crei valoare s fie de minimum Ui. Dup amorsare, tiristorul Th1 rmâne în stare de conducie un interval de timp T unde T este, dup cum s-a menionat mai sus, perioada de comutaie a tiristorului principal.

80

La sfâritul intervalului de conducie T, tiristorul Th2 este adus din nou în conducie. Intrarea în conducie a acestuia atrage dup sine aplicarea tensiunii -Ui de pe condensator pe tiristorul Th1. Aplicarea acestei tensiuni pe Th1 îi determin blocarea. În continuare, blocarea tiristorului Th1, atrage dup sine intrarea în conducie a diodei DN. Se observ c dioda DN, în stare de conducie, ofer o cale de circulaie a curentului de sarcina. Tiristorul Th2 se blocheaz doar în momentul în care condensatorul C se încarc din nou la uC =Ui. Din acest moment procesele descrise anterior se repet periodic.

81

7. Invertoare

Invertoarele reprezint instalaii care transform energia de curent continuu în energie de curent alternativ de o anumit form, amplitudine i frecven. Dac la ieirea invertorului se conecteaz un grup de redresoare cu filtru, întregul ansamblu reprezint un convertor de tensiune continu. În general, parametrii tensiunii de ieire i ale curentului de ieire trebuie s fie în concordan cu cerinele consumatorului. În acest sens, în cazul convertoarelor electronice de putere în primul rând ne intereseaz funcia realizat în ansamblu a circuitului, care desigur rezult din funciile de transfer ale componentelor sale. Din punct de vedere constructiv, invertoare se pot realiza cu: tranzistoare; tiristoare. 7.1. Circuite de comutaie pentru invertoare cu tiristoare Dup cum s-a prezentat în cap.2, amorsarea unui tiristorului se poate produce numai dac tensiunea anod-catod este pozitiv i exist o comand adecvat gril-catod. Blocarea unui tiristor se realizeaz dac curentul su anodic scade sub o anumit limit, curentul de automeninere i, rmâne în aceast stare de blocat mai mult decât timpul de revenire. În circuitul de curent alternativ, tiristorul se poate bloca în mod natural, ca urmare a trecerii prin el a unui curent de sarcin care se anuleaz. În circuitul de curent continuu, blocarea tiristorului nu se mai poate produce natural, de aceea este nevoie de un circuit auxiliar pentru blocarea forat a tiristorului la momentul dorit. Indiferent de procedeul utilizat la blocarea tiristoarelor din circuitele de curent continuu, este de dorit ca blocarea s se produc independent de parametrii sarcinii, iar prin elementele de comutaie s nu treac curentul de sarcin, care este în general de valoare mare. Dup structura circuitelor de comutaie se deosebesc trei categorii de invertoare: invertor de tip paralel la care elementul de stingere este o capacitate ce apare conectat în paralel cu circuitul de sarcin; invertor de tip serie la care elementul circuit de stingere se afl conectat în serie cu tiristorul invertorului; invertor în punte, la care circuitele de stingere sunt conectate la fiecare tiristor al punii sau exist un singur circuit de stingere comun pentru toate tiristoarele punii. Clasificarea metodelor de comutaie forat se bazeaz pe modul în care sunt dispuse elementele de comutaie i de modul în care se asigur anularea curentului prin tiristoare. Astfel, pentru blocarea tiristorului din circuitul de curent continuu se poate utiliza: comutaia amortizat, 82

comutaia proprie, comutaia auxiliar, comutaia complementar, i comutaia utilizând un circuit extern. În cazul comutaiei amortizate (clasa A), elementele rezonante sunt conectate în serie în raport cu sarcina (figura 7.1a), rezultând un circuit în regim oscilator amortizat.

Figura 7.1. Prin conectarea la tensiune continu, curentul din circuit prezint o form oscilant (figura 7.1b), astfel c la prima trecere prin zero (t1) tiristorul se blocheaz. Curentul prin sarcin este pulsatoriu. Pentru a rezulta prin sarcin un curent alternativ mai trebuie o grupare care s obin i cealalt alternan, în configuraie antiparalel. Dezavantajul schemei const în faptul c dispozitivele de comutaie, L i C, trebuie s suporte curentul de sarcin. În cazul metodei de comutaie proprie (clasa B), circuitul de comutaie apare în paralel cu tiristorul care trebuie blocat (figura 7.2a).

Figura 7.2. 83

Iniial capacitatea este încrcat la tensiunea U C , valoare apropiat de tensiunea de alimentare E. Când tiristorul este amorsat prin tiristor se stabilesc doi cureni: un curent determinat de E i R s , respectiv un curent de descrcare rezonant i, a condensatorului C. Astfel, condensatorul se va descrca prin tiristor i la sfâritul descrcrii va avea o tensiune cu polaritate opus. În intervalul de conducie al tiristorului tensiunea de pe condensator va produce curentul i egal i de semn opus cu curentul de sarcin I s (figura 7.2b), tiristorul se va bloca având în vedere faptul c: iT is i . (7.1)

Deci tiristorul odat amorsat va conduce un anumit timp, dup care se va bloca. Deoarece tensiunea pe condensator polarizeaz invers tiristorul se creeaz posibilitatea blocrii acestuia. Blocarea este posibil numai dac intervalul de timp în care condensatorul polarizeaz invers tiristorul este mai mare decât timpul de revenire al tiristorului. Dezavantajul schemei const în aceea c dac se doresc timpi de polarizare diferii, având în vedere dispersia timpului de revenire la acelai tip de tiristor, trebuie s se realizeze fie inductivitatea cu prize fie se conecteaz mai multe condensatoare pentru realizarea stingerii. În raport cu comutaia rezonan, avantajul metodei de comutaie proprie const în faptul c elementele de comutaie nu sunt parcurse de curentul de sarcin. Îns, în cazul ambelor metode prezentate mai sus, momentele de blocare ale tiristoarelor sunt determinate de valorile elementelor de comutaie i ale sarcinii. Pentru realizarea comutaiei auxiliare (clasa C) se utilizeaz un tiristor auxiliar care adus în starea de conducie determin stingerea tiristorului principal (figura 7.3).

Figura 7.3. Iniial condensatorul se consider încrcat la o tensiune de valoare U C . Prima comand trebuie dat deci tiristorului T2 . Condensatorul se încarc prin RS cu polaritatea fr paranteze la o valoare U C , apropiat de tensiunea de alimentare E. Când curentul de încrcare al capacitii scade sub valoarea curentului de automeninere a lui T2 acesta se blocheaz. 84

Dac tiristorul T1 este amorsat condensatorul se descarc prin el, dioda D i inductana L. La sfâritul procesului de descrcare tensiunea de pe capacitate va avea polaritatea opus. Prin tiristorul principal T1 se stabilesc de asemenea doi cureni: un curent de descrcare rezonant i i un curent datorat lui E i R s , relaia (7.1). Din acest motiv alegerea lui T1 se face astfel încât curentul de vârf repetitiv dat în catalog s fie mai mare decât suma celor doi cureni. În urma procesului rezonant, o nou descrcare a condensatorului nu mai este posibil datorit prezenei diodei în acest circuit. Momentul stingerii tiristorului principal se poate comanda i va avea loc numai când se reamorseaz tiristorul auxiliar. Astfel, prin intrarea în conducie a lui T2 , tensiunea de pe condensator indicat în paranteze va polariza invers tiristorul T1 . Are loc în continuare un proces de descrcare a condensatorului prin T2 i RS i reîncrcarea lui cu polaritatea fr paranteze. Durata procesului de descrcare a condensatorului trebuie s fie mai mare decât timpul de revenire al tiristorului T1 . Schema de principiu a unui circuit de comutaie complementar (clasa D) este prezentat în figura 7.4.

Figura 7.4. Tiristoarele T1 i T2 pot fi parcurse de curentul de sarcin, astfel încât stingerea unui tiristor se asigur prin amorsarea celuilalt. Când se comand tiristorul T1 , condensatorul se încarc prin circuitul de sarcin 1 spre tensiunea de alimentare E cu polaritatea din figur, fr paranteze. Considerând cderea de tensiune pe T1 în stare de conducie nul, întreaga tensiune de alimentare se regsete la bornele circuitului de sarcin 1. Aceast stare se menine atât timp cât circuitul de sarcin 1 se dorete a fi alimentat. Deconectarea circuitului de sarcin 1 se face prin amorsarea lui T2 . Tensiunea de pe condensator, prin T2 va polariza invers tiristorul T1 i condensatorul se va reîncrca prin circuitul de sarcin 1 cu polaritatea din paranteze. Dac constanta de timp a circuitului de sarcin 85

1 este suficient de mare condensatorul va polariza invers T1 un timp care s depeasc timpul su de revenire trev. Blocarea lui T2 se face prin reamorsarea lui T1 dup care procesul se repet. Dezavantajul schemei de mai sus const în faptul c sarcinile nu se pot alege întâmpltor. În cazul comutaiei cu ajutorul unei surse exterioare (clasa E) se genereaz de la o surs exterioar un impuls de curent a crui amplitudine este mai mare decât curentul de sarcin ce parcurge tiristorul principal, astfel încât durata tensiunii aplicate în sensul invers de polarizare al tiristorului trebuie s fie mai mare decât timpul su de revenire al tiristorului. Comutaia natural (clasa F) se realizeaz în circuitele de curent alternativ, unde chiar tensiunea de alimentare este folosit pentru blocarea tiristorului. 7.2. Invertor monofazat în punte În figura 7.5 este prezentat configuraia tipic a unui invertor monofazat în punte, fr a lua în considerare circuitele necesare comutrii forate a tiristoarelor.

ii Ui + -

T1

D1

us is Rs Ls Sarcin Cs

T2

D2

T4

D4

T3

D3

Figura 7.5. Dac sunt comandate tiristoarele T1 i T3 tensiunea pe sarcin va fi pozitiv iar la comanda tiristoarelor T2 i T4 tensiunea devine negativ. Frecvena tensiunii de ieire este condiionat de frecvena de comand a tiristoarelor. Forma de und a tensiunii pe sarcin i a curentului de sarcin sunt prezentate în figura 7.6. În general, în cazul invertoarelor se dorete ca tensiunea pe sarcin s se poate modifica uor atât în valoare cât i în frecven fr s depind de sarcin. Avantajul invertoarelor în punte const în faptul c forma de und a tensiunii pe sarcin este rectangular nefiind afectat de natura sarcinii. Valoarea tensiunii de sarcin este dependent de valoarea tensiunii de alimentare de la intrare U i . În continuare se prezint funcionarea invertorului în punte considerând sarcina inductiv. De asemenea, se consider c structura invertorului este completat cu circuite de comutaie

86

auxiliar, care asigur blocarea tiristoarelor la momentele dorite. Fiecare semiperioad a curentului de sarcin se poate împri în patru intervale: a) perioada activ, A, atunci când sunt comandate i conduc tiristoarele T1 i T3 respectiv tiristoarele T2 i T4 ; b) perioada când elementele redresoare îndeplinesc funcia de diod de nul, DN, tensiunea de ieire fiind zero; c) perioada de revenire sau recuperare, R, când circulaia de putere are loc dinspre sarcin spre surs i energia înmagazinat în sarcin va fi cedat sursei prin diodele conectate în antiparalel cu tiristoarele; d) perioada de pauz, P, când tiristoarele nu sunt comandate i nici una dintre diode nu conduc i de aceea atât tensiunea cât i curentul de sarcin este zero.

Figura 7.6. Astfel: în intervalul t 1 t 2 tiristoarele T1 i T3 sunt în conducie. Cu ajutorul circuitului de comutaie forat, tiristorul T1 va fi blocat la momentul t 2 ; în intervalul t 2 t 3 , dup încheierea proceselor tranzitorii, dioda D 4 va conduce, de aceea tensiunea pe sarcin devine zero, inând cont de faptul c tiristorul T3 conduce în continuare. De fapt, D 4 i T3 îndeplinesc rolul unei diode de nul; La momentul t 3 se va bloca i tiristorul T3 . în intervalul t 3 t 4 va conduce i dioda D 2 i polaritatea tensiunii de pe sarcin se va schimba. Inducia de sarcin L s , va asigura circulaia curentului prin sarcin în aceast perioad de recuperare. La momentul t 4 devine zero i curentul de sarcin; în intervalul t 4 t 5 circuitul de sarcin fiind nealimentat, aceasta corespunde perioadei de pauz. La momentul t 5 se vor comanda i într în conducie tiristoarele T2 i T4 . 87

-

în intervalul t 5 t 6 tensiunea pe sarcin este negativ i curentul de sarcin îi schimb sensul, aceasta corespunzând unei noi perioade active;

-

la momentul t 6 , se blocheaz tiristorul T2 , iar tiristorul T4 i dioda D 3 vor forma o diod de nul pentru sarcin. La momentul t 6 se va bloca i tiristorul T4 .

-

în intervalul t 7 t 8 , prin conducia diodelor D1 i D 3 , se realizeaz perioada de recuperare, tensiunea de sarcin fiind pozitiv în timp ce curentul rmâne negativ, datorit inductanei de sarcin. Se constat c funcionarea circuitului în punte este determinat de asigurarea la

momentele potrivite i repetat atât a impulsurilor de amorsare cât i a celor de blocare pentru tiristoare, rezultând astfel posibilitatea de a modifica tensiunii de sarcin. Dac invertorul are o sarcin rezonant (figura 7.5) acesta poate fi parte component a unor echipamente cu ajutorul cruia se pot înclzi în profunzime piese de oel, dac frecvena curentului de sarcin este f 2.5 KHz , sau se pot cli superficial, dac frecvena curentului de sarcin este f 8 KHz . Frecvena de lucru pentru un astfel de echipament trebuie s fie aproximativ egal cu frecvena de oscilaie proprie a circuitului de sarcin. Între curentul de sarcin i tensiunea de pe sarcin se asigur un defazaj capacitiv astfel încât s se realizeze blocarea sigur a tiristoarelor care tocmai au condus. Acest lucru este posibil numai dac curentul de sarcin este defazat înaintea fundamentalei tensiunii de la bornele sarcinii (figura 7.7), rezultând pentru tiristoarele folosite un timp de polarizare invers mult mai mare ca i timpul de revenire:

ti

t rev . 2f

(7.2)

Figura 7.7. Din relaia (7.2) se observ c, pentru un t i dat odat cu creterea frecvenei de lucru trebuie mrit i defazajul . Unghiul de faz a sarcinii se poate modifica între 0 i , ceea ce 2 88

conduce ca la 0 puterea util transmis sarcinii este maxim, în timp ce pentru

aceast putere este nul, deoarece valoarea puterii utile este direct proporional cu cos . Frecvena maxim de lucru a invertorului corespunde la un unghi de faz rezultând: 2

2

f max

/ 2 1 . 2t i 4 t i

(7.3)

Evident, pentru a obine o putere util pe sarcin diferit de zero, frecvena de lucru a invertorului trebuie s fie mult inferioar acestei valori:

f

. 2t rev

(7.4)

De aceea, pe de o parte, este absolut necesar utilizarea unor tiristoare rapide care se caracterizeaz prin timp de revenire, foarte mic, pe de alt parte, valoarea unghiului de defazaj rezult în urma unui compromis care are în vedere atât frecvena de lucru cât i puterea util transmis sarcinii. 7.3. Invertor rezonant de tip serie Introducerea circuitelor oscilante în structura convertoarelor electronice de putere aduce o serie de îmbuntiri în ceea ce privete randamentul i gabaritul acestora. Randamentul mult mai mare al acestor convertoare se datoreaz faptului c schimbarea strii în care se afl comutatoarele electronice de putere ale unui convertor rezonant se produce fie la tensiune zero, fie la curent zero. Puterea disipat la comutaie este mult mai mic decât cea disipat la sursele de putere cu comand PWM. Reducerea puterii disipate pe întreruptor la comutaie permite creterea frecvenei de lucru a convertorului, cretere care la rândul ei atrage dup sine o scdere a gabaritului convertorului. Schema de principiu a unui invertor rezonant de tip serie este prezentat în figura 7.8.

Figura 7.8.

89

Invertorul este compus din dou întreruptoare K1, K2 i un circuit oscilant LC de tip serie a crui frecven de rezonan este dat de formula lui Thompson: f 0 1 2 LC . Frecvena de comutaie a întreruptoarelor poate fi mai mare sau mai mic decât frecvena de rezonan a circuitului oscilant LC. Întreruptoarele K1 i K2 comut în contratimp. Fiecare comutator este închis pe durata unei jumti de perioad. Acest mod de utilizare a celor dou întreruptoare duce la obinerea unei tensiuni uA a crei variaie în timp este rectangular având un factor de umplere de 50%. Dezvoltând în serie Fourier tensiunea uA obinem relaia: U 2U I uA I 2 sin 2k 1 2k 1 2 t T

k 0

.

(7.5)

Se observ c tensiunea uA conine o component continu i o serie de armonici impare ale frecvenei de comutaie. Dac factorul de calitate al circuitului rezonant serie este suficient de mare i frecvena de comutaie fS a întreruptoarelor este apropiat de frecvena de rezonan f0 a circuitului oscilant LC, atunci tensiunea pe rezistena de sarcin are o form de variaie în timp cvasi-sinusoidal de frecven egal cu fS dar amplitudinea acesteia este mai mic decât amplitudinea componentei fundamentale a tensiunii uA atunci când fS=f0. Cu alte cuvinte, modificarea frecvenei de comutaie a întreruptoarelor determin schimbarea valorii amplitudinii tensiunii alternative pe sarcin. Datorit faptului c frecvena de comutaie este de regul diferit de frecvena de rezonan f0, între tensiunea pe sarcin uS i curentul ce o strbate exist un defazaj care se poate obine cu ajutorul relaiei urmtoare: arctg L 1 C . (7.6)

RS

Datorit acestui defazaj, comutatoarele electronice ale invertorului trebuie s permit trecerea curentului în ambele sensuri. Practic, aceste comutatoare bidirecionale în curent pot fi realizate cu ajutorul unui tranzistor cu efect de câmp prevzut intern cu o diod conectat în "antiparalel" cu terminalele sale de putere, surs i dren, (figura 7.9).

90

Figura 7.9. Principalele forme de und care sunt notate în figura 7.9, sunt prezentate în diagramele de semnal din figura 7.10.

Figura 7.10. 91

În intervalul de timp [0, t0], tranzistorul T1 este în stare de conducie iar tranzistorul T2 este blocat. Din figura 7.10 se observ c la începutul acestui interval de timp curentul iS este negativ. Acesta va circula dinspre sarcin, prin dioda D1 spre sursa de tensiune UI recuperându-se astfel energie. Dioda D2 este blocat fiind polarizat invers. În intervalul de timp [t0, t1] celor dou tranzistoare nu li se schimb comanda rmânând în aceai stare ca i în intervalul de timp anterior. Se observ c iS îi schimb polaritatea caz în care acesta va circula de la sursa de alimentare, prin intermediul T1, spre sarcin. În acest interval de timp, ambele diode sunt blocate. La începutul urmtorului interval de timp [t1, t2], se comand tranzistoarele T1 respectiv T2 astfel încât acestea s-i schimbe starea (comand în contratimp). Pe durata intervalului de timp [t1, t2] curentul iS îi menine sensul de circulaie forând deschiderea diodei D2. Dioda D1 este blocat. În acest interval de timp, dei tranzistorul T2 este comandat s conduc, curentul iS va circula prin dioda D2 i circuitul rezonant serie, pân în momentul în care îi va schimba polaritatea. Acest lucru se întâmpl la începutul intervalului de timp [t2, t3]. Pe durata intervalului de timp [t2, t3], curentul iS circul dinspre sarcin spre circuitul de mas prin intermediul tranzistorului T2. Diodele D1 i D2 sunt blocate. Impedana circuitului rezonant serie este dat de relaia:

1 Z R S j L . C

Curentul prin circuitul rezonant se determin cu ajutorul relaiei:

i I m sin(t ) .

(7.7)

(7.8)

Valoarea maxim a curentului prin rezistena de sarcin se obine cu ajutorul relaiilor (7.7) i (7.8):

Im U A 1m 2U I Z Z 2U I 1 2 R S L C

2

,

(7.9)

unde UA1m reprezint amplitudinea componentei fundamentale a tensiuni uA. Dac se alege o frecven de comutaie mai mare decât frecvena de rezonan, (fS > f0), atunci circuitul oscilant LC va prezenta o reactan inductiv, caz în care invertorul poate sa funcioneze i cu ieirea în scurtcircuit.

92

7.4. Invertoare în punte trifazat Invertoarele în punte trifazate pot produce un sistem trifazat de tensiuni. Aceste circuite se pot clasifica: a) dup durata de conducie a tiristoarelor raportat la o semiperioad a tensiunii de ieire: - invertoare la care tiristoarele nu conduc pe toat durata unei semialternane (invertoare cu funcionare pe 1200); - invertoare la care tiristoarele conduc pe toat durata unei semialternane (invertoare cu funcionare pe 1800). b) dup tipul de circuite de stingere folosite dup durata de conducie a tiristoarelor raportat la o semiperioad a tensiunii de ieire: - circuite de stingere individuale (pentru fiecare tiristor); - circuite de stingere comune pentru toate cele 6 tiristoare a punii. În figura 7.11 este prezentat configuraia tipic a unui invertor trifazat în punte, care este aceiai indiferent de durata de conducie raportat la o semiperioad a tensiunii de ieire. În aceast schem nu sunt luate în considerare circuitele necesare comutrii forate a tiristoarelor.

Figura 7.11. Formele de variaie ale tensiunilor de ieire, care caracterizeaz un invertor cu funcionare pe 1200 sunt prezentate în figura 7.12. Se consider c la un moment dat nu se vor comanda simultan dou tiristoare care se afl pe aceiai latur a punii. Se observ c, într-un interval de timp care corespunde cu durata de 1/6 din perioada tensiunii de ieire a unei faze vor conduce dou tiristoare care se afl pe dou laturi diferite ale punii, respectiv unul din partea superioar i unul din partea inferioar a acesteia. Astfel, de exemplu, în intervalul t 2 t 3 conduc simultan tiristoarele T2 i T6 , alimentând sarcina Z b i Z c . Dac tensiunea de intrare U i 2E atunci, în 93

raport cu potenialul de referin N, tensiunile care se vor regsi pe cele dou sarcini vor avea valorile E.

Figura 7.12. Pentru un invertor cu funcionare pe 1800, formele de variaie ale tensiunilor de ieire sunt prezentate în figura 7.13. i de aceast dat, se consider c la un moment dat nu se vor comanda simultan dou tiristoare care se afl pe aceiai latur a punii. Se observ c, într-un interval de timp care corespunde cu durata de 1/6 din perioada tensiunii de ieire a unei faze, vor conduce trei tiristoare care se afl pe trei laturi diferite ale punii, adic unul în partea superioar i celelalte dou în partea inferioar a punii, respectiv unul în partea inferioar i celelalte dou în partea superioar a punii. Astfel, de exemplu, în intervalul t 3 t 4 conduc simultan tiristoarele

T2 , T4 i T6 , alimentând sarcina Z b , Z a i Z c . Dac tensiunea de intrare U i 3E atunci, în

raport cu potenialul de referin N, tensiunile care se vor regsi pe cele trei sarcini vor avea valorile (figura 7.14): U Zb 2E , U Za E , U Zc E . (7.10)

94

Figura 7.13.

Figura 7.14.

95

7.4. Filtru activ de tip serie pentru corecia factorului de putere Caracterul inductiv sau caracterul neliniar al unor consumatori alimentai de la reeaua de curent alternativ prin intermediul unor convertoare statice, contribuie la generarea de puteri reactive sau deformante. Factorul de putere, FP, într-un circuit de alimentare monofazat este definit ca raportul dintre puterea activ P i puterea aparent S la bornele receptorului conform relaiei:

FP

P UI1 cos 1 I1 cos 1 , S UI I

(7.11)

unde cos 1 este defazajul între tensiunea sursei i fundamentala curentului, I este valoarea efectiv a curentul de sarcin iar I1 reprezint valoarea efectiv a fundamentalei curentului de sarcin. Din relaia (7.11) rezult c factorul de putere este subunitar deoarece exist: receptoare liniare, dar care produc un defazaj între curentul absorbit i tensiunea reelei; receptoare neliniare, care produc armonici de curent i în consecin raportul I1/I este subunitar. Din cele prezentate mai sus se observ c problema coreciei factorului de putere este important întrucât valoarea acestuia determin transferul de putere electric. În cazul în care factorul de putere este unitar pierderile de energie electric sunt nule. Exist mai multe metode de corecie a factorului de putere, în aceast lucrare de laborator se prezint o metod de corecie care utilizeaz un filtru activ de tip serie. Se consider schema electric prezentat în figura 7.15a, cu ajutorul creia se alimenteaz de la reea prin intermediul unei puni redresoare monofazate, un consumator de curent continuu. Alturat, în figura 7.15b, sunt prezentate formele de und ale tensiunii de alimentare respectiv curentul absorbit de consumator.

a. Figura 7.15. 96

b.

Valoarea instantanee a curentului indicat în figura 7.15.b, se poate dezvolta în serie Fourier conform relaiei:

i 2 I k sin kt k ,

k

(7.12)

unde k reprezint ordinul armonicii iar k reprezint defazajul su. Valorile raportate ale armonicilor la componenta fundamental I1 sunt date în tabelul urmtor. Tabel 7.1: Valorile raportate ale armonicilor la componenta fundamental I1.

Armonica de ordinul k Ik / I1 [ % ]

3 73,2

5 36,6

7 8,1

9 5,7

11 4,1

Rezultatele prezentate în acest tabel indic faptul c receptorul constituie o surs de poluare armonic important. În acest caz, factorul de putere este redus. O metod de corecie a factorului de putere pentru exemplul prezentat mai sus se poate realiza cu ajutorul unui filtru activ de tip serie a crui schem bloc este prezentat în figura 7.16.

Figura 7.16. Se dorete ca factorul de putere s fie unitar adic curentul absorbit de la reea s fie sinusoidal i în faz cu tensiunea acesteia. Schema electronic a circuitului de corecie a factorului de putere este prezentat în figura 7.17. Filtrul activ este o surs de tensiune continu în comutaie de tip Boost cu comand de tip PWM. Tranzistorul T lucreaz în regim de comutaie. Frecvena de comutaie a tranzistorului este motivul pentru care valoarea inductanei L este mic i defazajul introdus de aceasta este neglijabil. Se observ c în aceast situaie curentul absorbit de la surs este în faz cu tensiunea furnizat de surs. La ieirea punii redresoare vom obine modulul tensiunii de alimentare iar curentul absorbit de la sursa de alimentare va fi tot timpul pozitiv. 97

Figura 7.17. Se poate presupune c puterea preluat de sarcin este aproximativ egal cu puterea activ de la intrare. Puterea activ de la intrare este dat de relaia:

p 2 t u 2 t i 2 t

p 2 t U 2 M sin t I 2 M sin t U 2 I 2 U 2 I 2 cos 2t .

(7.13)

Dac considerm c tensiunea pe sarcin este constant atunci puterea de la ieire este: p S t U S i S t U S I L i C ( t ) , Din egalarea relaiilor (7.13) i (7.14) se observ c: (7.14)

IL

U2 I2 i, US

(7.15) (7.16)

i C t

U2 I2 cos 2t , US

Pentru sursa de tensiune continu în comutaie de tip Boost, relaia care exprim legtura dintre tensiunea care i se aplic la intrare i tensiunea pe care acesta o furnizeaz sarcinii este:

US

1 U 2 M sin t , 1

(7.17)

unde reprezint factorul de umplere al semnalului de comand. Din relaia (7.17) se observ c dac dorim s meninem la ieirea convertorului o tensiune constant, atunci factorul de umplere trebuie s ia diferite valori în timp. Astfel, pentru valori mici ale tensiunii de intrare acesta trebuie s aib o valoare ridicat, iar pentru valori mari ale tensiunii de intrare va avea valori sczute.

98

Bibliografie

1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. . Bîrc-Gleanu, D.A. Stoichescu, P. Constantin, Electronic de putere. Aplicaii, Editura Militar, Bucureti, 1991. M. Bodea, A. Vtescu, G.Tnase, S. Negru, A Nstase, V. Gheorghiu, N. Marinescu, Circuite integrate liniare, Manual de utilizare, Vol. IV, Editura Tehnic, Bucureti, 1985. P. Constantin, . Bîrc-Gleanu, .a. Electronic Industrial, Editura Didactic i Pedagogic, Bucureti, 1983. S. Florea, I. Dumitrache, V. Gburici, Fl. Munteanu, S. Dumitriu, I Catan, Electronic industrial i automatizri, Editura Didactic i Pedagogic, Bucureti, 1980. A. Kelemen, M. Imecs, Mutatoare, Editura Didactic i Pedagogic, Bucureti, 1978. A. Kelemen, M. Imecs, I. Matlac, G.Titz, Mutatoare. Aplicaii, Editura Didactic i Pedagogic, Bucureti, 1980. A. Kelemen, M. Imecs, Electronic de putere, Editura Didactic i Pedagogic, Bucureti, 1983. T. Maghiar, K. Bondor, .a. Electronic Industrial, Editura Universitii din Oradea, 2001. I. Matlac, Convertoare electroenergetice, Editura Facla, Timioara, 1987. I. Ponner, Electronic Industrial, Editura Didactic i Pedagogic, Bucureti, 1972. V. Popescu, Stabilizatoare de tensiune în comutaie, Editura de Vest, Timioara, 1992. V. Popescu, Electronic de putere, Editura de Vest, Timioara, 1998. V. Popescu, D. Lascu, D. Negoiescu, Convertoare de putere în comutaie. Aplicaii Editura de Vest, Timioara, 1999. N.D. Trip, A. Gacsádi, D. Scurtu, Electronic Industrial - îndrumtor de laborator, Editura Universitii din Oradea, 2005.

99

Information

99 pages

Find more like this

Report File (DMCA)

Our content is added by our users. We aim to remove reported files within 1 working day. Please use this link to notify us:

Report this file as copyright or inappropriate

578776